Расчет корректирующих цепей широкополосных усилительных каскадов на полевых транзисторах
РАСЧЕТ КОРРЕКТИРУЮЩИХ ЦЕПЕЙ ШИРОКОПОЛОСНЫХ УСИЛИТЕЛЬНЫХ КАСКАДОВ НА
ПОЛЕВЫХ ТРАНЗИСТОРАХ
Цель работы – получение законченных аналитических выражений для
расчета коэффициента усиления, полосы пропускания и значений элементов
корректирующих цепей наиболее известных и эффективных схемных решений
построения усилительных каскадов на полевых транзисторах (ПТ).
Основные результаты работы – вывод и представление в удобном для
проектирования виде расчетных соотношений для усилительных каскадов с
простой индуктивной и истоковой коррекциями, с четырехполюсными
диссипативными межкаскадными корректирующими цепями второго и
четвертого порядков, для входной и выходной корректирующих цепей. Для
усилительного каскада с межкаскадной корректирующей цепью четвертого
порядка приведена методика расчета, позволяющая реализовать заданный
наклон его амплитудно-частотной характеристики с заданной точностью.
Для всех схемных решений построения усилительных каскадов на ПТ
приведены примеры расчета.
1 ВВЕДЕНИЕ
Расчет элементов высокочастотной коррекции является неотъемлемой частью
процесса проектирования усилительных устройств. В известной литературе
материал, посвященный этой проблеме, не всегда представлен в удобном для
проектирования виде. В этой связи в статье собраны наиболее известные и
эффективные схемные решения построения широкополосных усилительных
устройств на ПТ, а соотношения для расчета коэффициента усиления, полосы
пропускания и значений элементов корректирующих цепей даны без выводов.
Ссылки на литературу позволяют найти, при необходимости, доказательства
справедливости приведенных соотношений.
Особо следует отметить, что в справочной литературе по отечественным ПТ
[1, 2] не приводятся значения элементов эквивалентной схемы замещения ПТ.
Поэтому при расчетах следует пользоваться параметрами зарубежных аналогов
[2, 3] либо осуществлять проектирование на зарубежной элементной базе [3].
2 ИСХОДНЫЕ ДАННЫЕ ДЛЯ РАСЧЕТОВ
В соответствии с [4, 5, 6], предлагаемые ниже соотношения для расчета
усилительных каскадов на ПТ основаны на использовании эквивалентной схемы
замещения транзистора, приведенной на рисунке 2.1,а, и полученной на её
основе однонаправленной модели, приведенной на рисунке 2.1,б.
|[pic] |[pic] |
|а) |б) |
Рисунок 2.1
Здесь СЗИ – емкость затвор-исход, СЗС – емкость затвор-сток, ССИ – емкость
сток-исток, RВЫХ – сопротивление сток-исток, S – крутизна ПТ, СВХ =.CЗИ
+СЗС(1+SRЭ), RЭ=RВЫХRН/(RВЫХ+RН), RН – сопротивление нагрузки каскада на
ПТ, CВЫХ=ССИ+СЗС.
3 РАСЧЕТ НЕКОРРЕКТИРОВАННОГО КАСКАДА С ОБЩИМ ИСТОКОМ
3.1 ОКОНЕЧНЫЙ КАСКАД
Принципиальная схема некорректированного усилительного каскада
приведена на рисунке 3.1,а, эквивалентная схема по переменному току - на
рисунке 3.1,б.
|[pic] | |
| | |
| | |
| |[pic] |
|а) |б) |
Рисунок 3.1
В соответствии с [6], коэффициент усиления каскада в области верхних
частот можно описать выражением:
[pic], (3.1)
где [pic]; (3.2)
[pic]; (3.3)
[pic]; (3.4)
[pic]; (3.5)
[pic]; [pic] - текущая круговая частота.
При заданном уровне частотных искажений
[pic] (3.6)
верхняя частота fВ полосы пропускания каскада равна:
[pic], (3.7)
где [pic].
Входное сопротивление каскада на ПТ, без учета цепей смещения,
определяется входной емкостью:
[pic]. (3.8)
Пример 3.1. Рассчитать fB, RC, CВХ каскада, приведенного на рисунке
3.1, при использовании транзистора КП907Б (СЗИ=20 пФ; СЗС=5 пФ; ССИ=12 пФ;
RВЫХ=150 Ом; S=200 мА/В [7]) и условий: RН=50 Ом; YB=0,9; K0=4.
Решение. По известным K0 и S из (3.2) найдем: RЭ=20 Ом. Зная RВЫХ, RН и
RЭ, из (3.3) определим: RС = 43 Ом. По (3.4) и (3.5) рассчитаем: С0=17 пФ;
[pic]=[pic]. Подставляя известные [pic] и YВ в (3.7), получим: fB=227 МГц.
По формуле (3.8) найдем: СВХ=45 пФ.
3.2 ПРОМЕЖУТОЧНЫЙ КАСКАД
Принципиальная схема каскада приведена на рисунке 3.2,а, эквивалентная
схема по переменному току - на рисунке 3.2,б.
|[pic] | |
| | |
| | |
| |[pic] |
|а) |б) |
Рисунок 3.2
Коэффициент усиления каскада в области верхних частот описывается
выражением (3.1), в котором значения RЭ и С0 рассчитываются по формулам:
[pic]; (3.9)
[pic], (3.10)
где СВХ – входная емкость нагружающего каскада.
Значения fB и СВХ каскада рассчитываются по соотношениям (3.7) и (3.8).
Пример 3.2. Рассчитать fB, RC, CВХ каскада, приведенного на рисунке
3.2, при использовании транзистора КП907Б (данные транзистора в примере
3.1) и условий: YB=0.9; K0=4; входная емкость нагружающего каскада - из
примера 3.1.
Решение. По известным K0 и S из (3.2) найдем: RЭ=20 Ом. Зная RЭ и RВЫХ,
из (3.9) определим: RC=23 Ом. По (3.10) и (3.4) рассчитаем С0=62 пФ;
[pic]=[pic]. Подставляя известные [pic] и YB в (3.7), получим: fB=62 МГц.
По формуле (3.8) найдем: СВХ=45 пФ.
3.3 РАСЧЕТ ИСКАЖЕНИЙ, ВНОСИМЫХ ВХОДНОЙ ЦЕПЬЮ
Принципиальная схема входной цепи каскада приведена на рисунке 3.3,а,
эквивалентная схема по переменному току - на рисунке 3.3,б.
|[pic] | |
| | |
| |[pic] |
|а) |б) |
Рисунок 3.3
Коэффициент передачи входной цепи в области верхних частот описывается
выражением [6]:
[pic],
где [pic]; (3.11)
[pic]; (3.12)
[pic];
СВХ – входная емкость каскада на ПТ.
Значение fB входной цепи рассчитывается по формуле (3.7).
Пример 3.3. Рассчитать K0 и fB входной цепи, приведенной на рисунке
3.3, при условиях : RГ=50 Ом; RЗ=1 МОм; YB=0,9; CВХ – из примера 3.1.
Решение. По (3.11) найдем: K0=1, по (3.12) определим: [pic]=[pic].
Подставляя [pic] и YB в (3.7), получим: fB=34,3 МГц.
4 РАСЧЕТ КАСКАДА С ВЫСОКОЧАСТОТНОЙ ИНДУКТИВНОЙ КОРРЕКЦИЕЙ
Принципиальная схема каскада с высокочастотной индуктивной коррекцией
приведена на рисунке 4.1,а, эквивалентная схема по переменному току - на
рисунке 4.1,б.
| | |
|[pic] | |
| | |
| |[pic] |
|а) |б) |
Рисунок 4.1
Коэффициент усиления каскада в области верхних частот можно описать
выражением [6]:
[pic],
где K0=SRЭ; (4.1)
[pic];
[pic];
[pic];
[pic];
[pic];
[pic].
Значение [pic], соответствующее оптимальной по Брауде амплитудно-
частотной характеристике (АЧХ) [6], рассчитывается по формуле:
[pic]. (4.2)
При заданном значении YB верхняя частота полосы пропускания каскада
равна:
[pic]. (4.3)
Входная емкость каскада определяется соотношением (3.8).
При работе каскада в качестве предоконечного все перечисленные выше
соотношения справедливы. Однако RЭ, R0 и С0 принимаются равными:
[pic], (4.4)
где СВХ – входная емкость оконечного каскада.
Пример 4.1. Рассчитать fB, LC, RC, CВХ каскада, приведенного на рисунке
4.1, при использовании транзистора КП907Б (данные транзистора - в примере
3.1) и условий: YB=0,9; K0=4; каскад работает в качестве предоконечного;
входная емкость нагружающего каскада - из примера 3.1.
Решение. По известным K0 и S из (4.1) найдем: RЭ=20 Ом. Далее по (4.4)
получим: RC=23 Ом; R0= 150 Ом; C0=62 пФ; [pic]=[pic]. Подставляя C0, RC, R0
в (4.2), определим: LCопт=16,3 нГн. Теперь по формуле (4.3) рассчитаем:
fB=126 МГц. Из (3.8) найдем: CВХ=45 пФ.
5 РАСЧЕТ КАСКАДА С ИСТОКОВОЙ КОРРЕКЦИЕЙ
Принципиальная схема каскада с истоковой коррекцией приведена на
рисунке 5.1,а, эквивалентная схема по переменному току - на рисунке 5.1,б.
|[pic] | |
| | |
| | |
| | |
| | |
| |[pic] |
|а) |б) |
Рисунок 5.1
Коэффициент усиления каскада в области верхних частот можно описать
выражением [6]:
[pic],
где K0=SRЭ/F; (5.1)
[pic]; (5.2)
[pic];
[pic];
[pic];
[pic].
Значение С1опт, соответствующее оптимальной по Брауде АЧХ,
рассчитывается по формуле:
[pic]. (5.3)
При заданном значении YB верхняя частота полосы пропускания каскада
равна:
[pic]. (5.4)
Входная емкость каскада определяется соотношением:
[pic]. (5.5)
При работе каскада в качестве предоконечного все перечисленные выше
соотношения справедливы. Однако RЭ и С0 принимаются равными:
[pic], (5.6)
где СВХ – входная емкость оконечного каскада.
Пример 5.1. Рассчитать fB, R1, С1, СВХ каскада, приведенного на рисунке
5.1, при использовании транзистора КП907Б (данные транзистора - в примере
3.1) и условий: YB=0,9; K0=4; каскад работает в качестве предоконечного;
входная емкость нагрузочного каскада - из примера 3.1.
Решение. По известным K0, S, RЭ из (5.1), (5.2) найдем: F=7,5 ;
R1=32,5 Ом. Далее получим: С0=62 пФ; [pic]=[pic]. Из (5.3) определим
С1опт=288 пФ. Теперь по формуле (5.4) рассчитаем: fB=64,3 МГц. Из (5.5)
найдем: СВХ=23,3 пФ.
6 РАСЧЕТ ВХОДНОЙ КОРРЕКТИРУЮЩЕЙ ЦЕПИ
Из приведенных выше примеров расчета видно, что наибольшие искажения
АЧХ обусловлены входной цепью. Для расширения полосы пропускания входных
цепей усилителей на ПТ в [8] предложено использовать схему, приведенную на
рисунке 6.1.
|[pic] | |
| | |
| |[pic] |
|а) |б) |
Рисунок 6.1
Коэффициент передачи входной цепи в области верхних частот можно
описать выражением:
[pic],
где [pic]; (6.1)
[pic];
[pic];
[pic];
[pic];
СВХ – входная емкость каскада на ПТ.
Значение L3опт, соответствующее оптимальной по Брауде АЧХ,
рассчитывается по формуле:
[pic]. (6.2)
При заданном значении YB и расчете LЗопт по (6.2) верхняя частота
полосы пропускания входной цепи равна:
[pic]. (6.3)
Пример 6.1. Рассчитать fB, RЗ, LЗ входной цепи, приведенной на рисунке
6.1, при условиях: YB=0,9; RГ=50 Ом; СВХ – из примера 3.1; допустимое
уменьшение К0 за счет введения корректирующей цепи – 2 раза.
Решение. Из условия допустимого уменьшения К0 и соотношения (6.1)
найдем: RЗ=50 Ом. Подставляя известные СВХ, RГ и RЗ в (6.2), получим:
LЗопт=37,5 нГн. Далее определим: [pic]=[pic]; [pic]=[pic]. Подставляя
найденные величины в (6.3), рассчитаем: fB=130 МГц.
7 РАСЧЕТ ВЫХОДНОЙ КОРРЕКТИРУЮЩЕЙ ЦЕПИ
В рассматриваемых выше усилительных каскадах расширение полосы
пропускания связано с потерей части выходной мощности в резисторах
корректирующих цепей (КЦ) либо цепей обратной связи. От выходных каскадов
усилителей требуется, как правило, получение максимально возможной выходной
мощности в заданной полосе частот. Из теории усилителей известно [9], что
для выполнения указанного требования необходимо реализовать ощущаемое
сопротивление нагрузки для внутреннего генератора транзистора равным
постоянной величине во всем рабочем диапазоне частот. Этого можно
достигнуть, включив выходную емкость транзистора в фильтр нижних частот,
используемый в качестве выходной КЦ. Схема включения выходной КЦ приведена
на рисунке 7.1.
|[pic] | |
| |[pic] |
|а) |б) |
Рисунок 7.1
При работе выходного каскада без выходной КЦ модуль коэффициента
отражения [pic] ощущаемого сопротивления нагрузки внутреннего генератора
транзистора равен [9]:
[pic]. (7.1)
Уменьшение выходной мощности относительно максимального значения,
обусловленное наличием CВЫХ, составляет величину:
[pic], (7.2)
где [pic]– максимальное значение выходной мощности на частоте [pic] при
условии равенства нулю СВЫХ; [pic] – максимальное значение выходной
мощности на частоте [pic] при наличии СВЫХ.
Использование фильтра нижних частот в качестве выходной КЦ при
одновременном расчете элементов L1, C1 по методике Фано [9] позволяет
обеспечить минимально возможное, соответствующее заданным CВЫХ и fB,
значение максимальной величины модуля коэффициента отражения [pic] в полосе
частот от нуля до fB.
В таблице 7.1 приведены нормированные значения элементов L1, C1, CВЫХ,
рассчитанные по методике Фано, а также коэффициент [pic], определяющий
величину ощущаемого сопротивления нагрузки RОЩ, относительно которого
вычисляется [pic] [9].
Таблица 7.1
|[pic] |[pic] |[pic] |[pic] |[pic] |
|0,1 |0,18 |0,099 |0,000 |1,000 |
|0,2 |0,382 |0,195 |0,002 |1,001 |
|0,3 |0,547 |0,285 |0,006 |1,002 |
|0,4 |0,682 |0,367 |0,013 |1,010 |
|0,5 |0,788 |0,443 |0,024 |1,020 |
|0,6 |0,865 |0,513 |0,037 |1,036 |
|0,7 |0,917 |0,579 |0,053 |1,059 |
|0,8 |0,949 |0,642 |0,071 |1,086 |
|0,9 |0,963 |0,704 |0,091 |1,117 |
|1,0 |0,966 |0,753 |0,111 |1,153 |
|1,1 |0,958 |0,823 |0,131 |1,193 |
|1,2 |0,944 |0,881 |0,153 |1,238 |
|1,3 |0,927 |0,940 |0,174 |1,284 |
|1,4 |0,904 |0,998 |0,195 |1,332 |
|1,5 |0,882 |1,056 |0,215 |1,383 |
|1,6 |0,858 |1,115 |0,235 |1,437 |
|1,7 |0,833 |1,173 |0,255 |1,490 |
|1,8 |0,808 |1,233 |0,273 |1,548 |
|1,9 |0,783 |1,292 |0,292 |1,605 |
|2,0 |0,760 |1,352 |0,309 |1,664 |
Истинные значения элементов рассчитываются по формулам:
[pic] (7.3)
Расчет частотных искажений, вносимых выходной цепью оконечного каскада,
приведен в разделе 3.1. При использовании выходной КЦ частотные искажения,
вносимые выходной цепью, определяются соотношением:
[pic]. (7.4)
Коэффициент усиления каскада с выходной КЦ определяется выражением
(3.2).
Пример 7.1. Рассчитать выходную КЦ для усилительного каскада на
транзисторе КП907Б (данные транзистора - в примере 3.1) при RН=50 Ом,
fB=200 МГц. Определить RОЩ, уменьшение выходной мощности на частоте fB и
уровень частотных искажений, вносимых выходной цепью при использовании КЦ и
без нее.
Решение. Найдем нормированное значение СВЫХ: [pic]= =[pic]= 1,07.
Ближайшее значение коэффициента [pic] в таблице 7.1 равно 1,056. Этому
значению [pic] соответствуют: [pic]=1,5; [pic]=0,882; [pic]=0,215;
[pic]=1,382. После денормирования по формулам (7.3) имеем: [pic]=35,1 нГн;
[pic]=24 пФ; RОЩ=36,2 Ом. Используя соотношения (7.1), (7.2), найдем, что
при отсутствии выходной КЦ уменьшение выходной мощности на частоте fB,
обусловленное наличием СВЫХ, составляет 2,14 раза, а при ее использовании -
1,097 раза. При отсутствии выходной КЦ уровень частотных искажений,
вносимых выходной цепью, определяется соотношением (3.7). Для условий
примера 7.1 [pic]=[pic]. Подставляя в (3.7) известные [pic] и fB, получим:
YB=[pic]=0,795. При наличии выходной КЦ из (7.4) найдем: YB = 0,977.
8 РАСЧЕТ ДИССИПАТИВНОЙ МЕЖКАСКАДНОЙ КОРРЕКТИРУЮЩЕЙ ЦЕПИ ВТОРОГО ПОРЯДКА
Принципиальная схема усилителя с межкаскадной КЦ второго порядка
приведена на рисунке 8.1,а, эквивалентная схема по переменному току - на
рисунке 8.1,б. [10].
|[pic] |
|а) |
|[pic] |
|б) |
Рисунок 8.1
Коэффициент усиления каскада на транзисторе T1 в области верхних частот
можно описать выражением [11, 12]:
[pic], (8.1)
где K0=SRЭ; (8.2)
[pic];
[pic];
[pic];
[pic];
[pic] – сопротивление сток-исток транзистора T1; [pic]; [pic]; [pic];
[pic]; [pic] – нормированные относительно [pic] и [pic] значения
элементов [pic], [pic], [pic], [pic], [pic]; [pic]=[pic]; [pic]; [pic] –
нормированная частота; [pic] – текущая круговая частота; [pic] – высшая
круговая частота полосы пропускания разрабатываемого усилителя; [pic] –
входная емкость транзистора Т2; [pic] – выходная емкость транзистора T1.
В таблице 8.1 приведены нормированные значения элементов [pic], [pic],
[pic], вычисленные для ряда нормированных значений [pic], при двух
значениях допустимой неравномерности АЧХ [pic].
Таблица 8.1 получена с помощью методики проектирования согласующе-
выравнивающих цепей транзисторных усилителей, предполагающей составление и
решение системы компонентных уравнений [13], и методики синтеза прототипа
передаточной характеристики, обеспечивающего максимальный коэффициент
усиления каскада при заданной допустимой неравномерности АЧХ в заданной
полосе частот [14].
Таблица 8.1
|[pic] |[pic]дБ |[pic]дБ |
| |[pic] |[pic] |[pic] |[pic] |[pic] |[pic] |
|0,01 |1,597 |88,206 |160,3 |2,02 |101 |202,3 |
|0,05 |1,597 |18,08 |32,061 |2,02 |20,64 |40,47 |
|0,1 |1,597 |9,315 |16,03 |2,02 |10,57 |20,23 |
|0,15 |1,597 |6,393 |10,69 |2,02 |7,21 |13,5 |
|0,2 |1,596 |4,932 |8,019 |2,02 |5,5 |10,1 |
|0,3 |1,596 |3,471 |5,347 |2,02 |3,856 |6,746 |
|0,4 |1,595 |2,741 |4,012 |2,02 |3,017 |5,06 |
|0,6 |1,594 |2,011 |2,677 |2,02 |2,177 |3,373 |
|0,8 |1,521 |1,647 |2,011 |2,02 |1,758 |2,53 |
|1 |1,588 |1,429 |1,613 |2,02 |1,506 |2,025 |
|1,2 |1,58 |1,285 |1,351 |2,02 |1,338 |1,688 |
|1,5 |1,467 |1,178 |1,173 |2,02 |1,17 |1,352 |
|1,7 |1,738 |1,017 |0,871 |2,015 |1,092 |1,194 |
|2 |1,627 |0,977 |0,787 |2,00 |1,007 |1,023 |
|2,5 |1,613 |0,894 |0,635 |2,03 |0,899 |0,807 |
|3 |1,61 |0,837 |0,53 |2,026 |0,833 |0,673 |
|3,5 |1,608 |0,796 |0,455 |2,025 |0,785 |0,577 |
|4,5 |1,606 |0,741 |0,354 |2,025 |0,721 |0,449 |
|6 |1,605 |0,692 |0,266 |2,024 |0,666 |0,337 |
|8 |1,604 |0,656 |0,199 |2,024 |0,624 |0,253 |
|10 |1,604 |0,634 |0,160 |2,024 |0,598 |0,202 |
При известных значениях [pic], [pic], [pic], [pic], [pic] расчет
межкаскадной КЦ состоит из следующих этапов. Вычисление [pic]. Нормирование
значения [pic] по формуле: [pic]. Нахождение по таблице 8.1 ближайшего к
вычисленному табличного значения [pic]. Определение по таблице 8.1
соответствующих значений [pic], [pic], [pic] и их денормирование по
формулам: [pic]; [pic]; [pic]. Вычисление значения [pic]: [pic].
При использовании рассматриваемой КЦ в качестве входной [pic]
принимается равной нулю, [pic] принимается равным [pic], а коэффициент
передачи входной цепи на средних частотах рассчитывается по формуле (3.11).
В случае необходимости построения нормированной частотной
характеристики проектируемого усилительного каскада значения [pic], [pic],
[pic], [pic] следует подставить в (8.1) и найти модуль [pic]. Реальная
частотная характеристика может быть найдена после денормирования
коэффициентов [pic], [pic], [pic] по формулам: [pic]; [pic]; [pic].
Пример 8.1. Рассчитать межкаскадную КЦ усилительного каскада,
приведенного на рисунке 8.1, его [pic] и [pic] при использовании
транзисторов КП907Б (данные транзистора - в примере 3.1) и условий: fB=100
МГц; входная емкость нагружающего каскада - из примера 3.1; допустимая
неравномерность АЧХ - [pic]дБ, [pic]=1 кОм.
Решение. По известным [pic], [pic] и [pic] найдем: [pic]= =[pic]=3,67.
Из таблицы 8.1 для неравномерности АЧХ [pic]дБ и для ближайшего табличного
значения нормированной величины [pic], равного 3,5, имеем: [pic]=2,025,
[pic]=0,785, [pic]=0,577. Денормируя [pic], [pic] и [pic], получим:
[pic]=24,8 пФ; L2=162 нГн; R3=75 Ом. Теперь по (8.2) рассчитаем: K0=9,5.
Вычитая из [pic] величину [pic], определим: С1= =7,8 пФ. Из (3.8) найдем:
СВХ=72,5 пФ.
10 РАСЧЕТ ДИССИПАТИВНОЙ МЕЖКАСКАДНОЙ КОРРЕКТИРУЮЩЕЙ ЦЕПИ ЧЕТВЕРТОГО
ПОРЯДКА
Принципиальная схема усилителя с межкаскадной корректирующей цепью
четвертого порядка [15] приведена на рисунке 9.1,а, эквивалентная схема по
переменному току - на рисунке 9.1,б.
|[pic] |
|а) |
|[pic] |
|б) |
Рисунок 9.1
Несмотря на то, что КЦ содержит пять корректирующих элементов,
конструктивно ее выполнение может оказаться проще выполнения КЦ второго
порядка.
Коэффициент усиления каскада на транзисторе T1 в области верхних частот
можно описать выражением [14]:
[pic], (9.1)
где [pic]; (9.2)
[pic];
[pic];
[pic];
[pic];
[pic];
[pic];
RВЫХ1 – сопротивление сток-исток транзистора T1; СВХ2 – входная
емкость транзистора T2; [pic], [pic], [pic], [pic], [pic] –
нормированные относительно [pic] и [pic] значения элементов L1, R2, C3,
C4, L5, соответствующие преобразованной схеме КЦ, в которой значение
CВЫХ1 равно нулю, а значение СВХ2 равно бесконечности; СВЫХ1 – выходная
емкость транзистора T1; [pic]; [pic] – нормированная частота; [pic] –
текущая круговая частота; [pic] – высшая круговая частота полосы
пропускания разрабатываемого усилителя.
В таблице 9.1 приведены нормированные значения элементов L1, R2, C3,
C4, L5, вычисленные для случая реализации усилительного каскада с различным
наклоном АЧХ, лежащим в пределах [pic] дБ, при допустимом значении [pic]
равном [pic] дБ и [pic] дБ, и при условии равенства нулю значения СВЫХ1 и
бесконечности - значения СВХ2.
Таблица 9.1 получена с помощью методики проектирования согласующе-
выравнивающих цепей транзисторных усилителей, предполагающей составление и
решение систем компонентных уравнений [13], и методики синтеза прототипа
передаточной характеристики, обеспечивающего максимальный коэффициент
усиления каскада при заданной допустимой неравномерности АЧХ в заданной
полосе частот [14].
Таблица 9.1
|Наклон |[pic]=[pic] дБ |[pic]=[pic] дБ |
|АЧХ, дБ | | |
| |[pic]|[pic]|[pic]|[pic]|[pic]|[pic]|[pic]|[pic]|[pic]|[pic]|
|-6 |2,40 |1,58 |5,85 |2,34 |0,451|2,43 |1,21 |6,75 |2,81 |0,427|
|-5 |2,47 |1,63 |5,53 |2,39 |0,426|2,43 |1,22 |6,49 |2,90 |0,401|
|-4 |2,49 |1,65 |5,23 |2,48 |0,399|2,41 |1,20 |6,24 |3,03 |0,374|
|-3 |2,48 |1,64 |4,97 |2,60 |0,374|2,36 |1,18 |6,02 |3,20 |0,348|
|-2 |2,42 |1,59 |4,75 |2,74 |0,351|2,32 |1,16 |5,77 |3,36 |0,327|
|-1 |2,29 |1,51 |4,59 |2,93 |0,327|2,30 |1,15 |5,47 |3,50 |0,309|
|0 |2,09 |1,38 |4,49 |3,18 |0,303|2,22 |1,11 |5,23 |3,69 |0,291|
|+1 |1,84 |1,21 |4,49 |3,52 |0,277|2,08 |1,04 |5,08 |3,93 |0,273|
|+2 |1,60 |1,05 |4,52 |3,91 |0,252|1,88 |0,94 |5,02 |4,26 |0,253|
|+3 |1,33 |0,876|4,69 |4,47 |0,225|1,68 |0,842|4,99 |4,62 |0,234|
|+4 |2,69 |1,35 |3,34 |3,29 |0,281|1,51 |0,757|4,97 |5,02 |0,217|
|+5 |2,23 |1,11 |3,43 |3,67 |0,257|1,32 |0,662|5,05 |5,54 |0,198|
|+6 |1,76 |0,879|3,65 |4,27 |0,228|1,10 |0,552|5,29 |6,31 |0,176|
Для расчета нормированных значений элементов L1, R2, C3, C4, L5,
обеспечивающих заданную форму АЧХ с учетом реальных нормированных значений
СВЫХ1 и СВХ2, следует воспользоваться формулами пересчета [14]:
[pic] (9.3)
где СВЫХ1Н, СВХ2Н – нормированные относительно RВЫХ1 и [pic] значния СВЫХ1
и СВХ2.
При известных значениях [pic], RВЫХ1, СВЫХ1, СВХ2, расчет межкаскадной
КЦ состоит из следующих этапов. Вычисление нормированных значений СВЫХ1 и
СВХ2 по формуле: СН=[pic]. Определение табличных значений элементов [pic],
[pic], [pic], [pic], [pic] по заданному наклону и требуемой неравномерности
АЧХ. Расчет L1, R2, C3, C4, L5 по формулам пересчета (9.3) и их
денормирование.
При использовании рассматриваемой КЦ в качестве входной СВЫХ1
принимается равной нулю, RВЫХ1 принимается равным RГ, а коэффициент
передачи входной цепи на средних частотах рассчитывается по формуле:
[pic]. (9.4)
В случае необходимости построения нормированной частотной
характеристики проектируемого усилительного каскада значения [pic], [pic],
[pic], [pic], [pic] следует подставить в (9.1) и найти модуль KU. Реальная
частотная характеристика может быть рассчитана после денормирования
коэффициентов [pic], [pic], [pic], [pic], [pic] по формулам: [pic]; [pic];
[pic]; [pic]; [pic].
Пример 9.1. Рассчитать межкаскадную КЦ усилителя, приведенного на
рисунке 9.1, его K0 и СВХ при использовании транзистора КП907Б (данные
транзистора - в примере 3.1) и условий: fB=100 МГц; входная емкость
нагружающего каскада - из примера 3.1; допустимая неравномерность АЧХ
-[pic] дБ; наклон АЧХ - 0 дБ.
Решение. Из таблицы 9.1 для неравномерности АЧХ + 0,5 дБ и наклона АЧХ,
равного 0 дБ, имеем: [pic]=2,22; [pic]=1,11; [pic]=5,23; [pic]=3,69;
[pic]=0,291. Нормированные значения СВЫХ1 и СВХ2 равны: СВЫХ1Н= =[pic]=1,6;
СВХ2Н=[pic]=4,24. Подставляя найденные величины в (9.3), получим: L1H=2,22;
R2Н=1,11; С3Н=14,6; С4Н=0,587; L5Н=0,786. Денормируя полученные значения,
определим: L1=[pic]=530 нГн; R2=[pic]=167 Ом; С3=[pic]=154 пФ; С4=6,2 пФ;
L5=187 нГн. Теперь по (9.2) рассчитаем: K0=11,86. Из (3.8) найдем: СВХ=84,3
пФ.
ЛИТЕРАТУРА
1. Перельман Б.Л. Новые транзисторы: Справочник. – М.: Солон, 1996.
2. Петухов В.М. Полевые и высокочастотные биполярные транзисторы средней
и большой мощности и их зарубежные аналоги: Справочник. – М.: КУБК-а,
1997.
3. Полевые транзисторы: Справочник. – Faber. STM. Publications, 1997.
4. Шварц Н.З. Усилители СВЧ на полевых транзисторах. – М.: Радио и
связь, 1987.
5. Никифоров В.В., Кулиш Т.Т., Шевнин И.В. К проектированию
широкополосных усилителей мощности КВ- УКВ- диапазона на мощных МДП-
транзисторах // В сб.: Полупроводниковые приборы в технике связи /
Под ред. И.Ф. Николаевского. – М.: Радио и связь. -1993.- Вып. 23.
6. Мамонкин И.Г. Усилительные устройства: Учебное пособие для вузов. –
М.: Связь, 1977.
7. Никифоров В.В., Максимчук А.А. Определение элементов эквивалентной
схемы мощных МДП-транзисторов // В сб.: Полупроводниковая электроника
в технике связи / Под ред. И.Ф. Николаевского. – М.: Радио и связь.-
1985.- Вып. 25.
8. Никифоров В.В., Терентьев С.Ю. Синтез цепей коррекции широкополосных
усилителей мощности с применением методов нелинейного
программирования // В сб.: Полупроводниковая электроника в технике
связи / Под ред. И.Ф. Николаевского. – М.: Радио и связь. - 1986. -
Вып. 26.
9. Широкополосные радиопередающие устройства / Алексеев О.В., Головков
А.А., Полевой В.В., Соловьев А.А. / Под ред. О.В. Алексеева. – М.:
Связь, 1978.
10. Титов А.А., Ильюшенко В.Н., Авдоченко Б.И., Обихвостов В.Д.
Широкополосный усилитель мощности для работы на несогласованную
нагрузку // ПТЭ. - 1996. - №2. - С.68-69.
11. Шварц Н.З. Линейные транзисторные усилители СВЧ. – М.: Сов. радио,
1980.
12. Бабак Л.И., Дьячко А.Н., Дергунов С.А. Расчет цепей коррекции мощных
сверхширокополосных транзисторных СВЧ-усилителей // Полупроводниковая
электроника в технике связи /Под ред. И.Ф. Николаевского. – М.: Радио
и связь. - 1988. - Вып. 27.
13. Бабак Л.И., Шевцов А.Н., Юсупов Р.Р. Пакет программ
автоматизированного расчета транзисторных широкополосных и импульсных
УВЧ- и СВЧ-усилителей // Электронная техника. Сер. СВЧ-техника. -
1993. - №3. - С.60-63.
14. Титов А.А. Расчет диссипативной межкаскадной корректирующей цепи
широкополосного усилителя мощности // Радиотехника. - 1989. - №2. -
С.88-90.
15. Жаворонков В.И., Изгагин Л.Н., Шварц Н.З. Транзисторный усилитель СВЧ
с полосой пропускания [pic] МГц // Приборы и техника эксперимента. –
1972. - №3. - С.134-135. |
