Многопозиционная фазовая модуляция в системах спутниковой связи с МДЧ
1. Описание системы
Произведем краткое описание системы.
Чтобы обеспечить связь между
различным количеством объектов,
находящихся на большом расстоянии
друг от друга часто наибо-
лее целесообразно использовать
системы спутниковой связи(CCC).
Принцип связи с помощью
искусственных спутников Земли(ИСЗ)
заключается в передаче сигналов с одной или нескольких
зем-
ных станций (ЗС) на ИСЗ с их последующей ретрансляцией
всем
ЗС системы.Устройством,осуществляющем прием сигналов
от передающей(-их) ЗС,их усиление и передачу в
направлении
приемной(-ых) ЗС, является бортовой ретранслятор (БРТР)
рас-
положенный на ИСЗ.
Понятие МНОГОСТАНЦИОННОГО ДОТУПА.
Ширина полосы частот БРТР ИСЗ составляет окло 400-500
МГц.
Эта полоса делится на 10-12 частотных
диапазонов,которые
называются СТВОЛАМИ.В каждом изтаких стволов можно
обеспе
чить
ретрансляцию десятков и даже сотен сигналов различных
ЗС.Но такая "одновременная" ретрансляция в
одном стволе
требует,чтобы сигналам каждой ЗС был присвоен
определенный
признак,по которому они будут различаться.Существует
нес-
колько таких признаков каждый из которых определяет
соотве-
тствующий способ многостанционного
доступа (МД).
Применяю в основном три вида МД:
- МД С ЧАСТОТНЫМ РАЗДЕЛЕНИЕМ КАНАЛОВ (МДЧР)
- МД С ВРЕМЕННЫМ
РАЗДЕЛЕНИЕМ КАНАЛОВ (МДВР)
- МД С КОДОВЫМ
РАЗДЕЛЕНИЕМ КАНАЛОВ (МДКР)
В соответствии с ТЗ в данной работе рассматривается
ССС,ис-
пользующая МДЧР с равномерной
расстановкой частот сигналов.
МДЧР предусматривает присвоение сигналам каждой ЗС
своей
несущей частоты.Несущие частоты разносятся так,чтобы
спек-
тры соответствующих колебаний не перекрывались:
f1 f2
f3
fN
fс - ширина
полосы частот сигнала одной ЗС.
fзащ - защитный промежуток между сигналами соседних
ЗС.
fств - ширина полосы частот,отведенная данному стволу.
Все
космические каналы связи в первом приближении можно рассматривать как каналы гауссовского типа .Это допустимо,
поскольку в космических каналах связи можно не считаться с эффектом
многолучёвости,а возможные флюктуации сигнала из-за случайных изменений
положений антенн ИСЗ на траектории сравнительно невелики и их можно
учесть,выбрав соответствующий коэффициент запаса ( см. 3 стр 342 ).
Таким образом имеем линию связи
"ИСЗ-Земля" со свободным распространением сигналов и гауссовский
канал связи.
2.Выбор показателей качества
системы.
Важной задачей
является выбор критериев и показателей качества (ПК) системы. ПК -- это
параметры ,которые являются определяющими
в оценке качества работы системы.ПК может быть только такой внешний
варьируемый параметр,который связан с качеством системы строго монотонной
зависимостью.Т.о. мы можем принять за ПК колличество земных станций (N)
ситемы,ретранслируеммых в одном стволе БРТР.
3.Понятие уравнения связи.
Опираясь на
исходные данные ,можно выразить отношение сигнала к шуму Qс на входе приёмника
как функцию параметров системы.Т.о. величина Qс имеет отношение к сигналу,
пришедшему на вход приёмника.
Задавшись видом сигнала (пусть это будет ФМн сигнал) ,
можно определить НЕОБХОДИМОЕ отношение сигнал/шум Qтр на входе приёмника ,при
котором обеспечивается требуемая скорость передачи информации. Величина Qтр
имеет непосредственное отношение к ПРМ.
В реальных условиях необходимо принимаить во внимание
влияние межсимвольных искажений,неидеальность синхронизации, нестабильность
порогов в решающих устройствах и т.п. По этим причинам величину Qтр необходимо
увеличивать и тогда можно функционально связать все параметры системы с помощью
условия,называемого УРАВНЕНИЕМ СВЯЗИ: Qс>=Kc*Qтр,где Кс - коэффициент
запаса,учитывающий влияние всех этих неблагоприятных факторов.Обычно Кс
принимается равным 2--4.(см 1). Выолнение этого уравнения будет означать ,что
энергетика линии позволяет обеспечить заданные требования.Определение конкретных
значений Qс и Qтр проводится на стадии энергетического расчета линии
связи.(см.1 )
4.Энергетический
расчет.
В идеальном свободном пространстве отношение средней мощности сигнала на входе
ПРМ к средней мощности шума, учитываемой в полосе,занимаемой спектром
сигнала,равно:
Pпд
*КПА1 *КПА2 *G1*Sэ
Qc ид.=(Pc/Pш)ид.= ------------------------------------ 4*п*r^2*Nо сум*дf'э
здесь: -- Pпд =10 Вт (см.ТЗ)- мощность БРТР
--
G1=Ga/КПД=1000/0.75=1333 -КНД антенны БРТР
(Коэффициент
направленного действия определяется отношением коэффициента усиления антенны
Ga=30Дб (см.ТЗ) к коэффициенту её
полезного действия, который обычно составляет 0.6--0.8.При расчёте положено
КПД=0.75(30Дб=1000 )
--
КПА1,КПА2 -- коэффициенты,
характеризующие потери в антенных трактах систем, которые зависят от
протяжённости антенно-фидерных трактах,которые соединяют антенну с ПРМ в
приёмнике и антенну с ПРД в передатчике, наличия разделительных фитльтров в
трактах и т.п. Значения КПА1 и КПА2
обычно составляют 0.95--0.4 (см1.стр41).Примем КПА1 и КПА2 равными
среднему из этого интервала значению: 0.65
--
Sэ=(КИП*п*D^2)/4 -- эффективная площадь раскрыва антенны ПРМ, где КИП --
коэффициент использования антенны ПРМ.Для реальных параболических антенн КИП составляет 0.5 -- 0.75 (теореоичеки идеальное значение:
0.83) (см.6 стр377), п=3.1415926, D=7м -- диаметр антенны ПРМ ЗС (ТЗ); т.о. Sэ= 23 м^2.
--
r=36000000 м^2 -- протяжённость линии
связи (будем считать, что ИСЗ находится на геостационарной орбите, т.к. с точки
зрения экономичности устройств антенных систем -- это выгодно, правда
призводить запуск на геостационарную орбиту -- дороже, нежели на эллиптическую
(см.1 стр18)).
-- Nо сум =(1.38*10^(-23))*Тш -- суммарная спектральная плотность шума на
входе ПРМ , где Тш -- результирующая шумовая температура на входе ПРМ, Тш=Тк+
Тат+Тз+Тша+Тв+Тш пр /КПМВ, где КПМВ -- коэффициент передачи мощности
волноводного тракта (КПМВ обычно составляет 0.75) Тв=То*(1-КПМВ/КПМВ)=91 К
--шумовая температура (ш.т.) волноводного тракта; ----Тш пр -- ш.т. ПРМ (в
таблице Тш пр обозначено как Тш ср,
равная средней температуре из приведённых в таблице интервалов ш.т. для
различных типов усилителей см. ниже); Тк -- ш.т. космоса, Тз= 2.9 -- ш.т. Земли
( при условии,что мощность боковых лепестков ДН ПРМ ЗС в 100 раз меньше
главного) Тат -- ш.т. атмосферы (70 -- 150 К), Тша -- ш.т. антенны. Примем, что
Тк+Тат+Тз+Тша =100 К, тогда при
меняющемся типе усилителя будем иметь разные Тш, а следовательно и разные
значения сигнал/шум.
--
дfэ -- эквивалентная шумовая полоса ПРМ
ЗС , которая определяется шириной спектра сигнала. Т.к. скорость передачи
информации при многопозиционном сигнале ( М положений фазы, при рассмотрении
ФМн сигналов) R=(log(M))/t, где t --
длительность элементарной посылки, и т.к. ширина спектра сигналов одного
канала дfс=1/t, то ширина спектра
сигналов всей станции дfст, равная дfэ=(R/log (M))*N, где N=50 -- колличество телефонных каналов на
одной ЗС, R= 64 Кбит/с -- стандартная скорость передачи цифрового сообщения.
Величина М в таблице (см. ниже) изменяет.
В реальных условиях
фактическое отношение сигнала к шуму на входе ПРМ уменьшается по сравнению с идеальным в связи с :
--
потерями мощности Lа за счёт неточного
наведения антенн ПРД
и ПРМ; обычно значение Lа лежит в
интервале 0.9 -- 0.8 (от -0.5 до -1 дБ) .Пусть Lа= 0.8 (см.1 стр 41)
--потерями
Lальфа за счёт поглощения и
рассеивание энергии сигнала из-за
неидеальности свойств среды (осадки,туман,угол места антенны,рабочая
частота . . .); Значение Lальфа принадлежит интервалу 0.8 -- 0.5 ,что
составляет около -1 -- -3 дБ .Пусть Lальфа=0.6
--
потерями поляризации Lп, возникающими
из-за несоответствия поляризаций антенн ПРД и ПРМ. Lп составляет от -0.5
до -3 дБ,что соответствует 0.5--0.9.
Т.о. фактическое
отношение сигнала к шуму Qc факт. будет в Lа*Lалфа*Lп=0.8*0.6*0.6=0.288 раз меньше (см.табл.).
Определим Qтр --
требуемое, для удовлетворения заданной точности приёма (Рош), отношение сигнала
к шуму, которое должно быть на входе ПРМ. При этом рассматриваются М-ичные ФМн
сигналы:
-- для двоичных
сигналов выражение для Qтр имеет вид:
Qтр=2*ln(1/2*Рош)/Бс*(1-Рs)
-- для М-ичных сигналов
:
Qтр=(ln((M-1)/M*Рош))/sin^2(п/М),
(Бс=1),
где Бс=t*дfc -- база сигнала (для ФМн сигналов Бс=1), t -- длительность
посылки сигнала (длительность информационного символа),дfс -- ширина спектра
сигнала, Рош=0.00001 -- заданная в ТЗ вероятность ошибки при приёме сигнала.
В реальных условиях
необходимо принимать во внимание влияние межсимвольных искажений,неидеальность
синхронизации, нестабильность порогов в решающих устройствах и т.п. Поэтому
величину Qтр необходимо увеличивать в Кс ( 2--4) раз и для успешного приема
необходимо выполнение соотношения:
Qc>=Kc*Qтр
Результаты расчёта по
формулам для Q c ид,Qc факт,Qтр, а также проверка выполнения вышеуказанного
условия приведены в следующей таблице:
Из
представленной таблицы видно, что в данной системе из энергетических
соображений можно использовать ФМн-сигналы с М равным 2,4 и частично 8.
4. Расчет показателя качества системы
Показателем
качества данной системы является колличесво земных станций, ретранслируемых в
одном стволе БРТР (N).
В
общем случае N=fствола/fстанции, где
--fствола -- полоса частот, отведенная для одного
ствола. дfствола=70 МГц (см.ТЗ.)
--
fстанции -- ширина спектра сигнала одной ЗС,
ретранслируемой в данном стволе. fстанции=fс*Nк, (Nк=50 -- число телефонных каналов на одной ЗС
(см.ТЗ.), дfс -- ширина спектра сигналов одного канала). Т.к. fс=R/log M (где R=64 кбит/с), то fстанции=Nк* *(R/log M)=64000*50/log M.(здесь,ранее и
далее log имеет основание 2, исключая случаи, где оно не оговорено отдельно).
Далее
приведена таблица расчета значений N в зависимости от различных М : Кратность ФМ-сигнала fстанции, кГц N 2 3200 21.875 4 1600 43.75 8 1066.667 65.625
В
стремлении достичь максимума показателя качества N, естественно выбрать сигнал
ФМн с М=8 (N=65).
5. О
построении ФМ и АФМ сигналов.
В основу принципов построения ФМ сигналов заложено формальное расположение m
сигнальных точек на окружности с радиусом R, зависящем от мощности (энергии
посылки) сигнала,на равных расстояниях с угловым интервалом 2*/m радиан. Примеры совокупностей сигнальных
точек-векторов для случаев m=2,4,8,16:
а) б) в) г)
Если на посылке передается гармоническое колебание с
параметрами a,,, тогда
____________________
T
__
__ __
R=\/E= a^2*sin^2(*t+)dt =a*\/ T/ \/ 2
0
Данное значение R совпадает с евклидовым расстоянием
между центром окружности и любой точкой на ней. Для 2-х позиционного ФМ сигнала
(рис. а) расстояние между сигланьными точками 2*\/E - это максимально возможное
расстояние между точками круга с радиусом \/E. Оно полностью определяет
потенциальную помехоустойчивость данной 2-х позиционной системы.
Расстояние между двумя гармоническими сигналами S1 и
S2 длительностью Т1 отличающимися по
фазе на угол
d=(S1,S2)= (S1(t)-S2(t))^2dt = (a*sin(*t+)-a*sin*t)^2dt =
______________ ____ _______
=\/ (a^2)*T(1-cos) =\/2*E
*\/1-cos ,где
E=(a^2)*T/2
Ниже приведена таблица расчетов рассояний dm между ближайшими вариантами сигнала в
m-позиционных системах с ФМ и соответствующих проигрышей (по минимальному
сигнальному расстоянию), текущей системы двухпозиционной (см. 7 стр 49.): Кратность манипуляции К Число фаз m Минимальная разнсть фаз Минимальное евклидово расстояние между сигналами dm d2/dm,дБ 1 2 2*\/E 0 2 4 /2 \/2*E=1.41*\/E 3.01 3 8 /4 \/(2-\/2)E=0.765\/E 8.34 4 16 /8 \/(2--\/2+\/2)E= =0.39\/E 14.2 5 32 /16 \/(2--\/2+\/2+\/2)E= =0.196\/E 20.2
Равномерное размещение всех сигнальных точек на окружности,
т.е. использование равномощных сигналов, отличающихся лишь фазой, является
оптимальным только для 2-х, 3-х и 4-х позиционных случаев. При m>4
оптимальными будут неравномощные сигналы, которые кроме отличия по фазе имеют
различие по амплитуде. Размещены они равномерно, обычно внутри окружности,
радиус которой определяется максимально допустимой энергией сигнала. С точки
зрения теории модуляции такие сигналы относятся к сигналам с комбинированной
модуляцией, при которой одновременнo изменяется несколько параметров сигнала. В
данном случае амплитуда и фаза (сигналы с амплитудно-фазовой манипуляцией
АФМн). Простейший принцип построения сигналов с АФМн состоит в том, что
сигнальные точки размещаются на двух концентрических окружностях. Однако, этот путь
не всегда приводит к оптимальному результату. Например: 8-ми позиционный сигнал
с АФМн:
___
4 сигнала размещены на окружности с радиусом
R=\/E , а 4 на окружности r<R со
сдвигом по фазе /4 (сигнальные точки расположены рядом с их
соответствующими номерами). Данная совокупность сигналов оптимизируется по
критерию максимума минимального расстояния между сигналами, путём выбора
отношения радиусов R и r. Оптимальное отношение R/r=1.932 определяется чисто из
геометрических соображений: чем больше r, тем больше расстояние между
сигнальными точками окружности радиуса r, но тем меньше расстояния между этими
точками и токами окружности радиуса R. Пэтому искомый максимум R/r достигается
тогда, когда эти расстояния будут равны т.е. равносторонним будет треугольник
854, а это будет только тогда, когда искомое отношение равно указанному. При
этом оптимальном отношении минимальное расстояние между сигналами d8=0.73\/E
(см.7.стр.51). Это расстояние меньше,чем у системы 8-ми позиционных
ФМн-сигналов, расположенных на одной окружности радиуса R(см. последнюю
таблицу). Таким образом, в случае трехкратной системы размещение сигнальных
векторов на двух концентрических окружностях не дает выигрыша. Оптимальным по
критерию максимума минимального расстояния оказывается простейшая 8-ми
позиционная система с АФМн, у которой 7 сигнальных точек размещены на
окружности радиуса R=\/E, а восьмой сигнал равен нулю:
МИНИМАЛЬНОЕ РАССТОЯНИЕ У ТАКОЙ СИСТЕМЫ d8=0.86\/E, ЧТО
БОЛЬШЕ, ЧЕМ d8 ФМн.
Далее рассмотрим 16-позиционные АФМн-сигналы.
Расстояние между ближайшими сигнальными точками в
16-ти позиционной ФМн системе d16=0.39\/E, что соответствует проигрышу в 14.2
дБ по сравнению с 2-х позиционной (см. посл. табл.). В круге данного радиуса
можно построить лучшую систему сигналов с АФМн. Примером построения такой
системы является система, у которой нечётные сигналы равномерно размещены на
окружности большого радиуса с интервалом /4, а чётные -- с тем же интервалом на окружности
меньшего радиуса, но с общим сдвигом по фазе относительно нечётных на угол /8:
Оптимальное соотношение между радиусами R/r=1.587. При
этом отношении минимальное расстояние между сигналами d16=0.482\/E. Таким
образом минимальное расстояние между сигналами в 16-ти позиционной АФМн сигнале
больше, чем в аналогичной ФМн. Следовательно и помехоустойчивость в
16-типозиционной АФМн системе выше при таком расположении векторов, чем в
аналогичной ФМн системе, при равномерном размещении сигнальных точек на
окружности.
Другим ярким примером 16-ти позиционных АФМн сигналов
является система, в которой сикнальные точки размещены в узлах квадратной
решетки:
Минимальное расстояние между сигнальными точками
(d16=0.47\/E) хоть и меньше, чем в предыдущем примере, но такой сигнал удобен с
точки зрения практической реализации.
При всех своих достоинствах АФМн сигналы имеют
довольно серьёзный недостаток -- это
неравномощность вариантов. По этой причине возникают определённые трудности как
при их передачи(особенно при наличии нелинейных преобразований, которые обычно
имеют место, например на БРТР), так и при оптимальной обработке. По этим
причинам в рассматриваемой здесь
системе не будем переходить от 8-ми позиционных ФМн сигналов к аналогичным АФМн
(хотя необходимо отметить относительно весомое превосходство последних по
помехоустойчивости). Однако, в том случае, если необходимо в одном БРТР
ретранслировать число станций большее, чем 65 (при Pош=const), то придётся
сделать переход к сигналам с шестнадцатью позициями фазы, т.к. при возрастании
m в сигналах с ФМн, при равномерном расположении сигнальных точек на окружнсти,
резко ухудшается помехоустйчивость. 8-ми позиционные сигналы АФМн довольно
часто нахoдят применение именно по этой причине.
6. Приемник земной станции.
В общем случае спектр сообщения на входе приемника ЗС
выглядит следующим образом:
Требуется выделить сигналы от каждой
станции,следовательно необходим блок
полосовых фильтров:
Упрощенная структурная схема приемника ЗС:
Обозначения на схеме: Ф-высокочастотный фильтр, УВЧ-
усилитель высокой частоты (параметрический, ЛБВ и т.д.), СМ - смеситель
(преобразователь частоты; в зависимости от ширины спектра сигнала и несущей
частоты возможно одно, два или даже три
преобразования частоты; ограничимся в данном приемнике одним ПЧ, если же
полученной при этом избирательности по зеркальному каналу в общем тракте
окажется недостаточно, придется переходить на 2-х кратное ПЧ и т.д.); Г- гетеродин; ПФ - полосовые фильтры; т.к.
от них требуется высокая крутизна АЧХ, то обычно в качестве ПФ используются
фильтры Чебышева или Баттерворта
высокого порядка; УПЧ - усилители промежуточной частоты: в них осуществляется
основное усиление, полоса пропускания УПЧ fупч=fстанции+fнест, гдеfнест=0.00001--0.000001 - запас на нестабильность
частоты.Пустьfнест=0.00001, тогда fнест=0.00001*fo =0.00001*11 Ггц; ОД- общий
демодулятор, РУ - решающее устройство; ВСК - временной селекторный каскад (в
нем происходит разделение каналов); КД
- канальные демодуляторы, выделяющие сообщение; Дек. - ЦАП.
Рассмотрим работу некоторых узлов приемника более
подробно.
1) Общий демодулятор.
На интервале длительностью Т из совокупности известных
равномощных сигналов S1(t), S2(t), ..., Sm(t) (в данном случае m=8) переданным
считается сигнал Si (t), если
x(t)*Si(t)dt>x(t)*Sj(t)dt
j=1,2,...m. i не равно j
где х(t) - принятый сигнал (1)
Так как принимаемый сигнал - ФМ, то входящие в (1)
опорные сигналы Sj представляют собой
гармонические колебания с соответствующими начальными фазами Sj= sin (t + j); j=1,2,...,m.
Общая схема когерентного демодулятора с ФМ m=8 [7,стр.95]
Схема содержит m=8 корреляторов и решающее устройство
сравнения и выбора максимального из выходов корреляторов. Вопросы реального
формирования опорных колебаний описаны в (7)Число опорных колебанийи
соответственно корреляторов в демодуляторе сигналов с ФМ меньше, чем число
вариантов фазы. Число опор
многопозиционных ФМ сигналов
может быть сведено к двум, если применить соответствующий вычислитель.
Пусть имеются свертки принятого сигнала x(t) и
квадратурных опорных колебаний с произвольной начальной фазой о, т.е.
Xo=x(t)*sin(t+o)
(2)
Xo=x(t)*cos(t+о)
Тогда любой из интервалов: входящих в алгоритм (1), можно
представить через (2) по формуле:
Vi=Xo*cos(j-o) +Yo*sin(j-o) (3),
следовательно
общая схема когерентного демодулятора сигналов с многопозиционной ФМн может
быть представлена в следующем виде:
В этой схеме автономный генератор и фазовращатель на /2 вырабатывают квадратурные опорные колебания с
произвольной начальной фазой о; в 2-х корреляторах вычисляются проекции принятого
сигнала на эти опорные колебания, в вычислителе по формуле (3) вычисляются
значения Vj, а затем определяется максимальное из них. Для работы схемы
необходимы точные значения разностей j-o между фазами вариантов принимаеиого сигнала и фазой
опорного колебания в корреляторах. Эти разности фаз после их нахождения
вводятся в вычислитель.
Подробные сведения о работе демодуляторов сигналов с
много позиционной ФМ можно найти в [7].
2) Система синхронизации
В системе синхронизации есть подсистемы:
а) подсистема тактовой синхронизации;
б) подсистема, обслуживающая декодер (ЦАП);
в) подсистема, управляющая разделением каналов.
7. Учет
недостатков МДЧР при равномерной расстановке частот сигналов.
При МДЧР вследствие одновременного воздействия многих
сигналов на нелинейный выходной усилитель мощности ствола ретранслятора,
возникает ряд нежелательных эффектов: снижается общая полезная мощность на
выходе УМ; появляются интермодуляционные искажения из-за нелинейности
амплитудной характеристики УМ, происходит взаимное подавление сигналов. Эти
недостатки приводят к снижению пропускной способности систем, под которой
понимаем число станций (сигналов), обслуживаемых одним стволом БРТР.
Сигнал, занимающий среднее положение в полосе частот
ствола, при равномерном распределении мощностей сигналов находится в наихудшем
положении, так как на него приходится наибольший уровень интермодуляционных
искажений Если необходимо выровнять
помехоустойчивость приемников различных станций, то распределение мощностей
сигналов должно быть принято неравномерным.
8. Заключение
В курсовом проекте дано краткое описание спутниковой
системы связи с МДЧР с равномерной расстановкой частот сигналов; достаточно
подробно выполнен раздел, посвященный выбору сигнала и перспективам применения
в данной системе сигналов с АФМ; менее подробно рассмотрены вопросы приема
выбранного сигнала . Более полные сведения о тех или иных разделах данной работы
можно получить из соответствующих первоисточников, которые указаны по тексту.
ТЕХНИЧЕСКОЕ ЗАДАНИЕ НА ККК.
1. Тип системы
: ССС с МДЧР
2. Число
телефонных каналов на данной земной станции (ЗС) - 50.
3. Средняя частота работы ретранслятора (РТР)
fo =11 ГГц
4. Вероятность ошибки на 1 символ:
Рош=10^(-5)
5. Коэффициент усиления антенны бортового РТР
Ga прд =30 дБ
6. Диаметр антенны приемника ЗС
Da прм=7 м
7. Ширина полосы частот, отводимая стволу f ств=70 Мгц
8. Мощность бортового ПРД
Р прд=10 Вт
ЛИТЕРАТУРА
1."Проектирование систем передачи цифровой
информации." под ред. Пенена П.И.
2."Проектирование многоканальных систем передачи
информации" Когновицкий Л.В.
3."Основы технического проектирования систем
связи через ИСЗ". Фортушенко А.Д. и др.
4." Справочник Спутниковая связь и вещание."
под ред. Кантора Л.Я., 1988г.
5."Системы передачи цифровой
информации".Пенин П.И.
6."Антенны и устрйства СВЧ". Сазонов Д.М.
7."Цифровая переадача информации
фазомодулированными сигналами". Окунев Ю.Б.
8."Помехоустойчивость и эффективность СПИ"
под ред, Зюко А.Г.
9."Оптимизация по пропускной способности сисем
связи с частотным разделением". Когновицкий Л.В. Касымов Ш.И. Мельников
Б.С.
КУРСОВОЙ ПРОЕКТ
ПО КУРСУ
СИСТЕМЫ
ПЕРЕДАЧИ ИНФОРМАЦИИ
НА ТЕМУ
"МНОГОСТАНЦИОННЫЙ ДОСТУП С
ЧАСТОТНЫМ
РАЗДЕЛЕНИЕМ КАНАЛОВ."
ФАКУЛЬТЕТ РТФ
ГРУППА Р-8-91
СТУДЕНТ АСАТРЯН
С.Р.
РУКОВОДИТЕЛЬ
КОГНОВИЦКИЙ Л.В Знач.М Тип входного усилителя Шум.темпер. ПРМ. Tш ср Qc ид Qс факт. Qтр. Qтр*Кс Qс факт>=КсQт 2 Лампа бегущей волны 435--625 530 178,8011 51,4947 10,8197 32,4593 ВЕРНО Транзисторный усилит. 625 625 156,6295 45,1092 10,8197 32,4593 ВЕРНО На туннельных диодах 435--865 650 151,6798 43,6838 10,8197 32,4593 ВЕРНО Параметрический охлажд. 75--160 117,5 463,9896 133,629 10,8197 32,4593 ВЕРНО Параметрич. неохлажд 150--290 220 332,2912 95,6998 10,8197 32,4593 ВЕРНО Квантовый усилитель 15 15 768,6202 221,362 10,8197 32,4593 ВЕРНО 4 Лампа бегущей волны 435--625 530 357,6022 102,989 22,4683 67,4051 ВЕРНО Транзисторный усилит. 625 625 313,2590 90,2185 22,4683 67,4051 ВЕРНО На туннельных диодах 435--865 650 303,3597 87,3676 22,4683 67,4051 ВЕРНО Параметрический охлажд. 75--160 117,5 927,9792 267,258 22,4683 67,4051 ВЕРНО Параметрич. неохлажд 150--290 220 664,5824 191,399 22,4683 67,4051 ВЕРНО Квантовый усилитель 15 15 1537,240 442,725 22,4683 67,4051 ВЕРНО 8 Лампа бегущей волны 435--625 530 536,4033 154,484 77,7781 233,334 НЕВЕРНО Транзисторный усилит. 625 625 469,8885 135,327 77,7781 233,334 НЕВЕРНО На туннельных диодах 435--865 650 455,0396 131,051 77,7781 233,334 НЕВЕРНО Параметрический охлажд. 75--160 117,5 1391,968 400,887 77,7781 233,334 ВЕРНО Параметрич. неохлажд 150--290 220 996,8736 287,099 77,7781 233,334 ВЕРНО Квантовый усилитель 15 15 2305,860 664,087 77,7781 233,334 ВЕРНО 16 Лампа бегущей волны 435--625 530 715,2044 205,978 301,097 903,293 НЕВЕРНО Транзисторный усилит. 625 625 626,5180 180,437 301,097 903,293 НЕВЕРНО На туннельных диодах 435--865 650 606,7195 174,735 301,097 903,293 НЕВЕРНО Параметрический охлажд. 75--160 117,5 1855,958 534,516 301,097 903,293 НЕВЕРНО Параметрич. неохлажд 150--290 220 1329,164 382,799 301,097 903,293 НЕВЕРНО Квантовый усилитель 15 15 3074,481 885,450 301,097 903,293 НЕВЕРНО 32 Лампа бегущей волны 435--625 530 894,0055 257,473 1196,24 3588,74 НЕВЕРНО Транзисторный усилит. 625 625 783,1475 225,546 1196,24 3588,74 НЕВЕРНО На туннельных диодах 435--865 650 758,3994 218,419 1196,24 3588,74 НЕВЕРНО Параметрический охлажд. 75--160 117,5 2319,948 668,145 1196,24 3588,74 НЕВЕРНО Параметрич. неохлажд 150--290 220 1661,456 478,499 1196,24 3588,74 НЕВЕРНО Квантовый усилитель 15 15 3843,101 1106,81 1196,24 3588,74 НЕВЕРНО 64 Лампа бегущей волны 435--625 530 1072,806 308,968 4780,13 14340,4 НЕВЕРНО Транзисторный усилит. 625 625 939,7770 270,655 4780,13 14340,4 НЕВЕРНО На туннельных диодах 435--865 650 910,0793 262,102 4780,13 14340,4 НЕВЕРНО Параметрический охлажд. 75--160 117,5 2783,937 801,774 4780,13 14340,4 НЕВЕРНО Параметрич. неохлажд 150--290 220 1993,747 574,199 4780,13 14340,4 НЕВЕРНО Квантовый усилитель 15 15 4611,721 1328,17 4780,13 14340,4 НЕВЕРНО Кратность M ФМ-сигнала дfстанции Гц N 2 3200000 21,875 4 1600000 43,75 8 1066666, 65,625
|
