|
Измерение параметров АЦП
Министерство
общего и профессионального образования РФ
-------------------------------------------------------------------------------------------------------
Новгородский
Государственный Университет
им. Ярослава Мудрого
кафедра ФТТиМ
Контроль
параметров АЦП
Реферат по дисциплине:
Испытания
изделий электронной техники.
Выполнил:
Студент группы 4031
_______Галинко В.Ю.
«___»_____________1999
Проверил:
Преподаватель каф. ФТТиМ
_______Крутяков.Л.Н.
«___»_____________1999
Новгород
1999
Содержание Введение 3 1. Основные структуры ИМС АЦП 4 2. Характеристики ИМС АЦП 7 3. Контроль статических параметров ИМС АЦП 13 4. Контроль динамических параметров ИМС АЦП 19 Список использованных источников 23
Введение
Цифро-аналоговые и аналого-цифровые преобразователи АЦП находят
.широкое применение в различных областях современной науки и техники. Они
являются неотъемлемой составной частью цифровых измерительных приборов,
систем преобразования и отображения информации, программируемых источников
питания, индикаторов на электронно-лучевых трубках, радиолокационных систем,
установок для контроля элементов и микросхем, а также важными компонентами
различных автоматических систем контроля и управления, устройств ввода—вывода
информации ЭВМ. На их основе строят преобразователи и генераторы практически
любых функций, цифроуправляемые аналоговые регистрирующие устройства,
корреляторы, анализаторы спектра и т. д. Велики перспективы использования
быстродействующих преобразователей в телеметрии и телевидении. Несомненно,
серийный выпуск малогабаритных и относительно дешевых АЦП еще более усилит
тенденцию проникновения метода дискретно-непрерывного преобразования в сферу
науки и техники. Одним из стимулов развития цифро-аналоговых и
аналого-цифровых преобразователей в интегральном исполнении в последнее время
является широкое распространение микропроцессоров и методов цифровой обработки
данных. В свою очередь потребность в АЦП стимулирует их разработку и
производство с новыми, более совершенными характеристиками. В настоящее время
применяют три вида технологии производства АЦП: модульную, гибридную и
полупроводниковую. При этом доля производства полупроводниковых интегральных
схем (ИМС ЦАП и ИМС АЦП) в общем объеме их выпуска непрерывно возрастает и в
недалеком будущем, по-видимому, в модульном и гибридном исполнениях будут
выпускаться лишь сверхточные и сверхбыстродействующие преобразователи с
достаточно большой рассеиваемой мощностью.
В данной главе рассматриваются основные структуры, характеристики и
методы контроля интегральных микросхем АЦП.
1 Основные структуры ИМС АЦП Рис. 1. Обобщенная структурная схема АЦП
Обобщенная структурная схема
АЦП (рис.1) представляет собой
дискретизирующее устройство ДУ, тактирующее
работу квантующего КвУ и кодирующего
КдУ устройств. На вход квантующего
устройства поступает преобразуемый сигнал x(t),
а с выхода кодирующего устройства снимается дискретный сигнал ДС, который для АЦП в интегральном
исполнении обыччно имеет форму двоичного параллельного кода. В результате
равномерного квантования мгновенное значение xi непрерывной величины x(t) представляется в виде конечного числа п ступеней квантования Δх:
Xi=nΔx=x
±Δk,
где Δk - погрешность
квантования, обусловленная тем, что преобразуемая величина х может содержать нецелое число п
ступеней квантования Δх.
Максимально возможная
погрешность квантования (погрешность
дискретности) определяется ступенью квантования, т. е.
Δkmax=
Δx
Для известного диапазона xmax
максимально возможное число дискретных значений преобразуемого сигнала х (включая х==0)
nmax=(xmax/
Δx+1)
При
этом, как правило, погрешность квантования не должна превышать общую погрешность
преобразования.
Следовательно,
если известно значение допустимой относительной погрешности преобразования
γmaх, то при определении ступени квантования необходимо
учитывать соотношение
Δx ≤ (γmaх /100)*xmax
Кроме того, следует
учитывать, что АЦП обладают определенным порогом чувствительности Хп.ч, т. е. способностью вызывать
изменение выходной информации преобразователя при воздействии на его вход
наименьшего значения преобразуемого сигнала. Поэтому значение Δx должно превышать Хп.ч и удовлетворять неравенству
Хп.ч < Δx ≤
(γmaх /100)*xmax
Реализацию
обобщенной структуры можно осуществить различными способами, которые
рассмотрены ниже. Независимо от способа построения АЦП всем им присуща
методическая погрешность, обусловленная погрешностью квантования Δx.
В зависимости от
области применения АЦП их основные характеристики (точность, разрешающая
способность, быстродействие) могут существенно отличаться. При использовании
АЦП в измерительных устройствах главную роль играет точность преобразования, а
быстродействие этих устройств ограничено реальной скоростью регистрации
результата измерения. При использовании АЦП в качестве устройства ввода
измерительной информации в ЭВМ от него требуется быстродействие в большей
степени.
Широкое
применение АЦП в различных областях науки и техники явилось предпосылкой
создания разных структур АЦП, каждая из которых позволяет решить определенные
задачи, предъявляемые к АЦП в каждом конкретном случае. Из всего многообразия
существующих методов аналого-цифрового преобразования в интегральной
технологии нашли применение в основном три:
1) метод прямого
(параллельного) преобразования;
2) метод
последовательного приближения (поразрядного уравновешивания);
3) метод интегрирования.
Каждый из этих
методов позволяет добиться наилучших параметров (быстродействия, разрешающей
способности, помехоустойчивости и т. д.). Потребность в АЦП с оптимальными
параметрами или с отдельными экстремальными параметрами обусловила появление
структур преобразователей, использующих комбинацию перечисленных методов.
Рассмотрим структурные схемы АЦП, нашедших наибольшее распространение в
интегральной технологии.
В АЦП с параллельным преобразованием входной сигнал
прикладывается одновременно ко входам всех компараторов. В каждом компараторе
он сравнивается с опорным сигналом, значение которого эквивалентно определенной
кодовой комбинации. Опорный сигнал снимается с узлов резистивного делителя,
питаемого от источника опорного напряжения. Число возможных кодовых
комбинаций (а следовательно, число компараторов) равно 2m—1, где т—число
разрядов АЦП. АЦП прямого преобразования обладают самым высоким быстродействием
среди других типов АЦП, определяемым быстродействием компараторов и задержками
в логическом дешифраторе. Недостатком их является необходимость в большом
количестве компараторов. Так, для 8-разрядного АЦП требуется 255 компараторов.
Это затрудняет реализацию многоразрядных (свыше 6—8-го разрядов) АЦП в
интегральном исполнении. Кроме того, точность преобразования ограничивается
точностью и стабильностью каждого компаратора и резистивного делителя. Тем не
менее на основе данного принципа строят наиболее быстродействующие АЦП со
временем преобразования в пределах десятков и даже единиц наносекунд, но ограниченной
разрядности (не более шести разрядов).
АЦП последовательного приближения имеет несколько меньшее
быстродействие, но существенно большую разрядность (разрешающую способность). В
нем используется только один компаратор, максимальное число срабатываний
которого за один цикл измерения не превышает числа разрядов преобразователя.
Суть такого метода преобразования заключается в последовательном сравнении
входного преобразуемого напряжения Us
с выходным напряжением образцового ЦАП, изменяющимся по закону
последовательного приближения до момента наступления их равенства (с погрешностью
дискретности). Входной сигнал Ux
с помощью аналогового компаратора КН
сравнивается с выходным сигналом образцового ЦАП, который управляется в свою
очередь регистром последовательного приближения РгПП. При запуске схемы РгПП
устанавливается генератором Г в
исходное состояние. При этом на выходе ЦАП формируется напряжение, соответствующее
половине диапазона преобразования, что обеспечивается включением его старшего
разряда 100 ... 0. Если Us меньше
выходного напряжения ЦАП, то старший разряд выключается, включается второй по
старшинству разряд (на входе ЦАП код 0100...0), что соответствует
'формированию на выходе ЦАП напряжения, равного половине предыдущего. В случае
если Их превышает это напряжение, то
дополнительно включается третий разряд (на входе ЦАП код 0110...0), что приводит
к увеличению выходного напряжения ЦАП в 1,5 раза. При этом выходное напряжение
ЦАП вновь сравнивается с напряжением Ux
и т. д. Описанная процедура повторяется т
раз (где m—число разрядов АЦП). В
итоге на выходе ЦАП формируется напряжение, отличающееся от входного
преобразуемого напряжения Ux не более
чем на единицу младшего разряда ЦАП. Результат преобразования напряжения Ux в его цифровой эквивалент—параллельный
двоичный код Nx—снимается с выхода РгПП. Очевидно, погрешность
преобразования и быстродействие такого устройства определяются в основном
параметрами ЦАП (разрешающей способностью, линейностью, быстродействием) и
компаратора (порогом чувствительности, быстродействием). Преимуществом рассмотренной схемы является
возможность построения многоразрядных (до 12 разрядов и выше) преобразователей
сравнительно высокого быстродействия (время 'преобразования 'порядка
нескольких сот наносекунд). На основе метода последовательного приближения
реализована и серийно выпускается ИМС 12-разрядного АЦП К572ПВ1 с временем
преобразования 100 мкс.
Наиболее простыми
по структуре среди интегрирующих
преобразователей являются АЦП с преобразованием напряжения в частоту,
построенные на базе интегрирующего усилителя и аналогового компаратора. Погрешность
их преобразования определяется нестабильностью порога срабатывания компаратора
и постоянной времени интегратора. Более высокими метрологическими характеристиками
обладают АЦП, реализованные по принципу двойного интегрирования (например,
ИМС, 11-разрядного АЦП К572ПВ2), поскольку при этом практически удается
исключить влияние на погрешность преобразования нестабильности порога
срабатывания компаратора и постоянной времени интегратора.
Анализ описанных
методов преобразования и структурных схем АЦП позволяет сделать вывод, что наибольшим
быстродействием обладают АЦП прямого преобразования, однако их разрядность
невысока. АЦП поразрядного уравновешивания, обладая средним быстродействием,
дают возможность получить достаточно высокую разрешающую способность. Но
помехозащищенность тех и других преобразователей невысока. АЦП интегрирующего
типа, обладая наименьшим быстродействием, обеспечивают наибольшую
помехозащищенность и точность преобразования.
2. Характеристики ИМС АЦП
Основными параметрами, характеризующими ИМС АЦП, являются разрешающая способность, нелинейность,
коэффициент преобразования, погрешность полной шкалы, смещение нуля, абсолютная
погрешность, дифференциальная нелинейность, монотонность, время преобразования.
Разрешающая способность определяется числом дискретных
значений выходного сигнала преобразователя, составляющих его предел
преобразования. Чем больше число дискретных значений, тем выше разрешающая
способность преобразователя. Двоичный m-разрядный преобразователь имеет 2m
дискретных значений, а его разрешающая способность равна 1/2m. В
преобразователях различают наименьший и наибольший значащие разряды. В двоичной
системе кодирования наименьший значащий разряд — это разряд, имеющий
наименьший вес. Вес младшего разряда определяет разрешающую способность.
Наибольший значащий разряд соответствует наибольшему весу. В двоичной системе
кодирования наибольший значащий разряд имеет вес 1/2 номинального значения
максимально возможного выходного сигнала при всех включенных разрядах (полной
шкалы преобразования).
Разрешающая способность характеризует как ЦАП, так и АЦП и может
выражаться либо в процентах, либо в долях полной шкалы. Например, 12-разрядный
АЦП имеет разрешающую способность 1/4096, или 0,0245% от значения полной шкалы.
Преобразователь с полной шкалой напряжения 10 В может обеспечивать изменение
выходного кода на единицу при изменении входного напряжения на 2,45 мВ.
Аналогично 12-разрядный ЦАП дает изменение выходного напряжения на 0,0245% от
значения полной 'шкалы при изменении двоичного входного кода на один двоичный
разряд. Разрешающая способность является скорее расчетным параметром, а не технической
характеристикой, поскольку она не определяет ни точность, ни линейность
преобразователя.
Нелинейность dн, или интегральная
нелинейность, характеризуется отклонением dн(х)
реальной характеристики преобразователя fp(x)
от прямой. При этом значение dн(х)
зависит от метода линеаризации. Рис. 2,а иллюстрирует
способ линеаризации, когда линеаризующая прямая проходит через крайние точки
реальной характеристики ЦАП. При этом наблюдается максимальная погрешность
линейности (нелинейность dн). На рис. 2,б прямая
проводится таким образом, что максимальное отклонение fp(x) от прямой получается в два раза меньше. Однако для
этого необходимо знать характер реальной характеристики ЦАП, что очень 'сложно
обеспечить в серийном производстве. Поэтому, как правило, погрешность
линейности определяют при прохождении линеаризующей прямой через крайние точки
характеристики fp (х).
Для определения нелинейности (которая обычно выражается в процентах от полной
шкалы или в долях единицы младшего разряда) необходимо знать аналитическую зависимость
между выходным аналоговым сигналом ЦАП и его цифровым входом. Для ЦАП с
двоичными т-разрядами аналоговый выход Uвых зависит от входного
двоичного кода в идеальном случае (в отсутствие погрешностей преобразования)
таким образом:
Uвых
= Uоп(B12-1+B22-2+…+ Bm2-m),
(1)
где B1, B2, ..., Bm—коэффициенты двоичного числа, имеющие
значение единицы или нуля (что соответствует включению или выключению разряда);
Uon—опорное напряжение
ЦАП. Так как
то выходное напряжение ЦАП
при всех включенных разрядах (B1, B2, ..., Bm = 1) определяется соотношением
(2)
Таким образом, при включении
всех разрядов выходное напряжение ЦАП, равное напряжению полной шкалы Uп.ш,
отличается от опорного напряжения Uоп на значение младшего разряда
преобразователя Δ:
(3)
При включении
i-ro разряда выходное напряжение ЦАП
Uвых=Uоп2-i (4)
Выражение (1) показывает
линейную зависимость между аналоговым выходом и цифровым входом преобразователя.
Следовательно, сумма аналоговых выходных величин, полученная для любой комбинации
разрядов, действующих независимо, должна быть равна аналоговому сигналу,
который получается при одновременном включении всех разрядов этой комбинации.
Это является основой
простого и эффективного контроля нелинейности: включаются различные комбинации
разрядов и регистрируется соответствующий аналоговый сигнал. Затем каждый
разряд этой комбинации включается отдельно и записывается соответствующее ему
значение выходного напряжения. Алгебраическая сумма этих значений сравнивается с суммой,
получаемой для всех разрядов выбранной комбинации, включённых одновременно.
Разность сумм и будет погрешностью линейности для данной точки выходной характеристики
преобразователя. Наихудшим случаем для погрешности линейности является включение
всех разрядов, поскольку при этом погрешность определяется суммой погрешностей
всех разрядов.
Преобразователь считается
линейным, если его максимальная погрешность линейности δn не
превышает 1/2 значения младшего разряда Δ. Оценку линейности АЦП проводят
так же, как и для ЦАП.
Таким образом, нелинейность
характеризует как ЦАП, так и АЦП и наряду с дифференциальной нелинейностью
имеет первостепенное значение для оценки качества преобразователей, поскольку
все другие погрешности (смещение нуля, погрешность полной шкалы и т. д.) могут
быть сведены к нулю соответствующими регулировками.
Коэффициент преобразования
Кпр определяет наклон характеристики преобразователя. Как отмечалось, для
идеального ЦАП наклон характеристики должен быть таким, чтобы при включении
всех разрядов (двоичный код полной шкалы No на его цифровых входах равен
111...1) выходное напряжение полной шкалы Uп.ш ЦАП было меньше
опорного напряжения Uоп на
значение младшего разряда Δ, что соответствует прямой 1 на рис. 3
[соотношение (2)]. Для ЦАП с токовым выходом наклон характеристики
определяется номиналом резистора обратной связи Roc (Рис. 4), который
находится в составе преобразователя и предназначен для включения в цепь
обратной связи усилителя-преобразователя тока в напряжение. При номинальном
значении Rос напряжение Un.ш отличается от Uon на значение младшего
разряда Δ. Если номинал Roc
больше, то коэффициент преобразования возрастает (прямая 3 на рис. 3), если меньше,—то уменьшается (прямая 2 на рис 3). Это объясняется тем, что
абсолютные значения младшего разряда Δ2 и Δ3
для характеристик 2 и 3 рис. 3 отличаются от расчетного
номинального значения Δ1,
определяемого соотношением (3).
При этом фактические значения младших разрядов преобразования определяются
соотношением
Δф=Uп.ш.ф./(2m-1)
где Uп.ш.ф.—фактическое
значение полной шкалы преобразователя.
Погрешность полной шкалы δп.ш
отражает степень отклонения реального коэффициента преобразования от
расчетного, т. е. под δп.ш понимают разность между номинальным
значением полной шкалы преобразователя Uп.ш.н, определяемым соотношением
(2), и его фактическим значением Uп.ш.ф. Таким образом, для ЦАП
де Δн и Δф — номинальное и фактическое
значения единицы младшего разряда преобразователя.
Относительная погрешность полной шкалы определяется выражением
и, следовательно, не зависит от коэффициента преобразования
ЦАП.
Погрешность полной шкалы АЦП
характеризуется отклонением действительного входного напряжения от его
расчетного значения для полной шкалы выходного кода. Она может быть
обусловлена погрешностями опорного напряжения Uoп, многозвенного резистивного делителя, коэффициента
усиления усилителя и т. д. Погрешность шкалы может быть скорректирована с помощью
регулирования коэффициента усиления выходного усилителя или опорного
напряжения.
Смещение нуля (погрешность нуля) равно
выходному напряжению ЦАП при нулевом входном коде или среднему значению
входного напряжения АЦП, необходимому для получения нулевого кода на его
выходе. Смещение нуля вызвано током
утечки через разрядные ключи ЦАП,
напряжением смещения выходного усилителя либо
компаратора. Данную погрешность можно скомпенсировать с помощью внешней по
отношению к ЦАП или АЦП регулировки нулевого смещения. Погрешность нуля δ0
может быть выражена в процентах от полной шкалы или в долях младшего разряда.
Следует отметить, что погрешность полной шкалы определяют с учетом смещения
нуля характеристики преобразователя, в то время как при определении
погрешности линейности линеаризующая прямая должна проходить через начало
реальной функции преобразования fр(х), т. е. смещение нуля δ0
необходимо корректировать, чтобы не внести погрешность в измерение линейности,
поскольку она суммируется всякий раз при считывании выходного сигнала. Действительно,
для ЦАП справедливо неравенство
Uвых(B1+B2+…+Bm)+δ0≠UвыхB1+
UвыхB2+…+ UвыхBm+mδ0
в левой части которого
погрешность нуля 6о суммируется один раз (все разряды включены), а в правой—т раз (m отдельных считываний выходного
сигнала ЦАП). При этом погрешность измерения нелинейности будет меньше, если
смещение нуля 6о запоминается и вычитается из напряжения каждого последующего
считываемого разряда до того, как будет произведено определение нелинейности.
Абсолютная погрешность преобразования отражает отклонение фактического выходного
сигнала преобразователя от теоретического, вычисленного для идеального
преобразователя. Этот параметр указывается обычно в процентах к полной шкале
преобразования и учитывает все составляющие погрешности преобразования (нелинейность,
смещение нуля, коэффициент преобразования). Поскольку абсолютное значение
выходного сигнала преобразователя определяется опорным напряжением Uoп [см. соотношения (3),
(4)], то абсолютная погрешность преобразования находится в прямой зависимости
от стабильности напряжения Uоп. В большинстве преобразователей
используется принцип двойного кодирования. Поэтому для получения кратного
значения младшего разряда обычно выбирают Uon=
10,24 В. В этом случае для 12-разрядных ЦАП расчетное номинальное значение
младшего разряда Δ=2,5 мВ и напряжение полной шкалы Uп.ш.н=
2,5 (212—1) мВ= 10237,5 мВ.
Изменение напряжения Uon, например, на 1% вызовет
изменение абсолютной погрешности преобразования также на 1%, что составит в
верхней точке диапазона 102,375 мВ.
Дифференциальная нелинейность δн.д определяется отклонением
приращения выходного сигнала преобразователя от номинального значения младшего
разряда при последовательном изменении кодового входного сигнала на единицу.
Дифференциальная нелинейность идеального преобразователя равна нулю. Это
означает, что при изменении входного кода преобразователя на единицу его
выходной сигнал изменяется на значение младшего разряда. Допустимым значением
дифференциальной нелинейности считается (1/2[ПВ1])Δ(1/2
значения младшего разряда).
Дифференциальная
нелинейность может быть вычислена таким образом. Для конкретного m-разрядного
преобразователя расчетное значение единицы младшего разряда Δр=[Uп.ш/(2m—l).
обеспечивающее контроль схем
различного назначения, обычно сложное и дорогостоящее. Установки специального
назначения, контролирующие схемы, как правило, одного типа, выполняют контроль
быстрее, и с ними могут работать люди, не обладающие большим опытом и мастерством.
В
преобразователях с высокой разрешающей способностью необходимо проконтролировать
большое количество параметров для получения информации о работе
преобразователя. Например, 12-разрядный ЦАП или АЦП имеет 212, или
4096, возможных комбинаций вход— выход. Безусловно, без применения
автоматизированной высокопроизводительной установки решить проблему контроля
подобных преобразователей невозможно.
При контроле ИМС
АЦП, особенно многоразрядных, необходимо соблюдать меры предосторожности при
подключении контролируемого преобразователя к установке контроля. Линии связи
должны быть такой длины и такого сопротивления, чтобы падение напряжения на
них не вызвало значительного увеличения погрешности измерения параметров ИМС
АЦП.
Если проверяют
ЦАП с токовым выходом, то к его выходу подключают операционный усилитель,
обеспечивающий преобразование выходного тока ЦАП в напряжение. При этом
резистор обратной связи, входящий в состав ЦАП, подключают без подстроечных
потенциометров, чтобы можно было измерить погрешность смещения нуля и полной
шкалы.
Далее перед измерением
параметров ЦАП нужно определенное время для его прогрева, чтобы обеспечить
установившийся тепловой режим контроля. Это относится в первую очередь к
контролю нелинейности ЦАП, поскольку требуется большое количество измерений, за
время которых из-за нагрева ЦАП его параметры могут существенно измениться.
Например, у ЦАП с рассеиваемой мощностью порядка 500 мВт время прогрева в зависимости
от типа корпуса колеблется от 5 до 15 мин.
С целью
уменьшения времени контроля желательно проводить контроль параметров ЦАП не во
всех точках его выходной характеристики. Минимальный объем получаем при
контроле значений всех разрядов, включаемых по одному. Однако такой контроль
допустим только в случае малого взаимного влияния разрядов, когда все разряды
или комбинации разрядов, которые включаются, полностью независимы от
включенного (выключенного) состояния других разрядов. В противном случае для получения
достоверного результата следует производить контроль по всем дискретным
значениям выходного сигнала, т. е. в 2mочках характеристики.
Далее будут
рассмотрены методы контроля статических и динамических параметров ИМС АЦП, которые
могут быть использованы в автоматизированных системах контроля, предназначенных
как для обеспечения серийного производства ИМС АЦП, так и для их входного
контроля.
Рис. 4. Характеристика АЦП при наличии шума Рис. 5.
Характеристика идеального четырехразрядного АЦП
3. Контроль статических параметров ИМС АЦП
Из-за неопределенности квантования при
аналого-цифровом преобразовании, равной 1/2 значения младшего разряда Δ,
контроль АЦП представляет большие трудности по сравнению с контролем ЦАП,
поскольку приходится не просто измерять выходной сигнал для заранее
определённого кода (в случае ЦАП), но также определять как выходной код, так и
точку (момент) изменения выходного кода при непрерывном изменении входного
напряжения. Шумы (в преобразуемом сигнале или в преобразователе) вносят неопределенность
в точное задание аналоговых входных величин, при которых происходят кодовые
преобразования выходных сигналов, а также увеличивают диапазон квантования.
Характер погрешности, обусловленной влиянием шума, показан на рис. 4.
При отсутствии шума и погрешности линейности
АЦП изменение выходного кода происходит при номинальных значениях входного
напряжения. При отсутствии шума и наличии допустимых погрешностей линейности
АЦП выходной код изменяется при изменении входного напряжения относительно его
номинального значения на (±1/2) Δ. Шумы вызывают увеличение
неопределенности момента изменения выходного кода (шумы показаны на рис. 4 в
виде тонких линий).
Отметим, что точность АЦП не может быть лучше
его разрешающей способности. В ЦАП, напротив, технические требования по
точности превосходят требования по разрешающей способности. Такое различие
объясняется противоположным характером этих преобразователей:
выход ЦАП может с высокой
точностью воспроизводить уровень, являющийся мерой точного числа, между тем как
выходной уровень АЦП определяется любой входной величиной в пределах кванта.
Наибольшим числом
контролируемых параметров обладают АЦП последовательного приближения, в
котором применяются ЦАП и компаратор в цепи обратной связи. Эти
преобразователи, так же как и ЦАП, характеризуются дифференциальной
нелинейностью и немонотонностью в отличие от интегрирующих АЦП, у которых может
наблюдаться только нелинейность. На рис. 5 показана выходная характеристика
идеального четырехразрядного АЦП, каждая ступенька которой постоянна по ширине
и равна Δ. Тем не менее даже для идеального АЦП (всех типов) существует
неопределенность, равная (±1/2)А относительно входного напряжения,
соответствующего какому-либо выходному коду АЦП. У реального АЦП (имеющего
нелинейность) неопределенность возрастает до суммы погрешностей квантования и
линейности. Если ЦАП, применяемый в АЦП последовательного приближения, нелинеен,
то размер ступеньки отклонится от идеального значения и напряжения переходов
сдвинутся от напряжении идеальных переходов. На рис. 10.30 приведена характеристика
АЦП, внутренний ЦАП которого имеет погрешности разрядов: δ1=(l/2)A
(при коде 1000), δ2=(—1/2)А (при коде 0100), δ3=0
(при коде 0010), δ4=0 (при коде 0001). Области рис. 10.30, отмеченные
пунктирными кружками, свидетельствуют о том, что изменения в погрешности
дифференциальной линейности (а следовательно, и в погрешности линейности)
имеют место при переносах кода.Метод контроля параметров АЦП, который
необходимо использовать в каждом конкретном случае, зависит от многих причин.
Одна из них—время преобразования контролируемого АЦП. Для
преобразователей со временем
преобразования менее 100 мкс (преобразователи последовательного .приближения)
могут быть использованы все методы контроля. Иначе обстоит дело при контроле
«медленных» АЦП. Например, преобразователи интегрирующего типа, время
преобразования которых составляет десятки и сотни миллисекунд, не могут быть
исследованы динамическим методом, предусматривающим наблюдения погрешности с
помощью осциллографа.Простейший метод контроля параметров АЦП заключается в
применении образцового ЦАП для формирования входного аналоговового сигнала
контролируемого АЦП и в последующем сравнении входного кода образцового ЦАП и
выходного кода АЦП. Однако он не определяет точного значения входного сигнала в
момент перехода кода в пределах А. Поэтому таким методом можно определить
точность калибровки (погрешность шкалы), нелинейность, дифференциальную
нелинейность АЦП с погрешностью контроля не менее Δ. Рассмотрим схемы
нескольких устройств, позволяющих автоматизировать процесс контроля параметров
АЦП, в которых используется многоразрядный образцовый ЦАП, предназначенный
для формирования входного сигнала АЦП либо для восстановления аналогового
сигнала из выходного кода АЦП. При этом линейность ЦАП должна быть на порядок
выше линейности проверяемого АЦП.
На рис. 6 представлена схема
одного из таких устройств. С генератора Г напряжение синусоидальной формы Uвх
поступает на вход контролируемого АЦП и
Рис.
6. Схема устройства автоматического контроля параметров АЦП
на один из входов
дифференциального усилителя У. Результат
преобразования в виде кода Ni
с частотой запуска АЦП заносится в регистр. Затем код Ni
преобразуется с помощью образцового ЦАП (разрядность которого должна быть, по
крайней мере, на четыре единицы больше разрядности контролируемого АЦП) в
аналоговый сигнал Uвыx, подаваемый на другой вход усилителя. Разностный
сигнал усилителя ΔU=k(Uвх — Uвыч) характеризуется суммой
погрешности квантования (±1/2)А и погрешности линейности АЦП. Следует
учитывать, что любой сдвиг по фазе между входным сигналом АЦП и задержанным
выходным сигналом ЦАП дает дополнительную погрешность. Поэтому для минимизации
этой дополнительной погрешности частота входного сигнала должна быть достаточно
низкой и определять ее необходимо исходя из быстродействия контролируемого АЦП
и образцового ЦАП.
На рис. 7 приведена схема еще одного устройства автоматического контроля
АЦП, где образцовый ЦАП используется в качестве формирователя входного воздействия
на контролируемый преобразователь. Формирователь кодов ФК обеспечивает
формирование на цифровых входах образцового ЦАП любой требуемой кодовой комбинации.
Выходное напряжение ЦАП подается на вход контролируемого АЦП. Цифровой код Ni с АЦП передается в запоминающий регистр
ЗРг после каждого преобразования.
Цифровое слово Ni’, присутствующее на
входе образцового ЦАП, вычитается в устройстве ВУ из кода Ni и цифровая
ошибка ΔN=Ni—Ni’ подается на ЦАП
с низкой разрешающей способностью, на выходе которого
Рис. 7. Схема устройства
контроля АЦП с разбраковкой результата контроля
она представляется в
аналоговой форме. Кроме того, цифровая ошибка ΔN может быть подана на
цифровой компаратор ЦК, в который
занесены верхний и нижний пределы ее допустимых значений, что позволяет произвести
проверку АЦП по принципу «годен—не годен», т. е. разбраковку контролируемых
преобразователей. Разрешающая способность образцового ЦАП в данной схеме, как
и в предыдущей, должна быть на порядок выше, чем в контролируемом АЦП, чтобы
уровень квантования аналогового сигнала на входе АЦП не ограничивал разрешающую
способность считывания ошибки.
Как указывалось, сложность контроля параметров АЦП заключается в том,
что каждому его выходному числовому коду соответствует определенная непрерывная
аналоговая входная величина (ширина ступеньки на рис. 5, 10.30), крайние
значения которой формируют соответствующие смежные числовые переходы. Поэтому
для более качественного контроля характеристик АЦП требуется определение
значения каждого из переходных уровней входного напряжения, что не
обеспечивается предыдущей схемой.
На рис. 8 изображена схема
устройства, осуществляющего контроль выходной характеристики АЦП с автоматическим
поиском переходных уровней. Это достигается включением контролируемого АЦП в
цепь обратной связи, регулирующей его входное напряжение. Цифровой код Ni определяемого перехода с
формирователя кодов ФК поступает на
цифровой компаратор ЦК и на образ
Рис.
8. Схема устройства контроля АЦП с автоматическим поиском переходных уровней
цовый ЦАП. На другой вход
компаратора подается выходной цифровой сигнал контролируемого АЦП. Цифровой
компаратор вырабатывает сигнал, управляющий ключом К, через который на вход интегратора И поступает напряжение Но
определенной полярности, формируемое программируемым источником напряжения ПИН и инвертором Ин. Система сфазирована таким образом, что изменяющееся выходное
напряжение интегратора приближает выходной код АЦП к записанному в компаратор
коду Ni. В момент достижения
равенства кодов направление изменения выходного напряжения интегратора изменяется
на противоположное вследствие переключения ключа К. В дальнейшем процесс продолжается при периодическом
пилообразном колебании выходного напряжения интегратора вблизи уровня
перехода. Точность, с которой производится поиск уровня перехода, определяется
постоянной времени Т интегратора, его
входным интегрируемым напряжением Uo
и быстродействием контролируемого АЦП. Действительно, приращение ΔUи
выходного напряжения интегратора за время интегрирования tи определяется соотношением
ΔUи=U0tи/T
Длительность интегрирования зависит от
начальной разности кодов, поступающих на цифровой компаратор:
при большой разности
длительность больше. Минимальное значение tn
будет при периодическом колебании выходного напряжения интегратора относительно
уровня перехода. При этом tи определяется периодичностью отсчетов
АЦП, т. е. его быстродействием, и в предельном случае не превышает периода
запуска АЦП Тзап. Для обеспечения требуемой точности контроля
значение ΔUи не должно превышать нескольких процентов от
значения младшего разряда Л контролируемого АЦП. При известных параметрах контролируемого
АЦП (Δ и Тзап) и постоянной времени Т интегратора входное интегрируемое напряжение Uo для допустимой относительной погрешности γ= ΔUи/Δ
поиска уровня перехода определяется неравенством
и для каждого конкретного
типа АЦП формируется программируемым источником напряжения ПИН. Для уменьшения времени поиска
уровня перехода при больших начальных рассогласованиях входных кодов компаратора
начальное значение Uo устанавливается
значительно большим требуемого до момента наступления равенства кодов, после
чего U0 автоматически приводится
к заданному значению. Найденное таким образом напряжение перехода Ui2 сравнивается затем
дифференциальным усилителем У с напряжением Ui1, создаваемым образцовым ЦАП. Разностное выходное
напряжение усилителя и будет характеризовать погрешность контролируемого АЦП
в заданной точке характеристики.
Рассмотренные методы контроля
АЦП с использованием образцового ЦАП нашли широкое применение при создании
автоматизированного контрольно-измерительного оборудования.
4. Контроль динамических параметров
ИМС АЦП
Для преобразования
быстроизменяющихся сигналов с широким частотным спектром, быстрого ввода
информации в ЭВМ, в частности аналоговых сигналов с первичных преобразователей
при работе в многоканальных информационных системах, требуются АЦП, имеющие
хорошую линейность и малое время преобразования. Последнее определяют как интервал
времени, в течение которого выходной сигнал АЦП при подаче ступенчатого
входного сигнала достигает значения, отличающегося от установившегося не более
чем на допустимую погрешность. Следует иметь в виду, что при определении времени
преобразования необходимо учитывать статическую погрешность преобразования,
чтобы последняя не входила составной частью в результирующую погрешность
определения времени преобразования. Поэтому под установившимся значением
выходного сигнала АЦП понимают результат преобразования в статическом режиме,
когда процесс преобразования заведомо завершился. Рис 9 Схема Устройства измерения времени преобразования АЦП с внещним запуском.
В
отличие от ЦАП, для которых динамическая и статическая погрешности
преобразования могут быть определены как составная часть его разрешающей
способности, в контролируемом АЦП погрешность преобразования, как бы мала она
ни была, лимитируется погрешностью его дискретности. Помимо определения
времени преобразования в ряде случаев требуется контроль дополнительных
динамических характеристик: времени переходного процесса во входных цепях АЦП tвх и времени цикла
преобразования tц, необходимого
для отработки всех разрядов АЦП и получения на выходе соответствующего кода.
Эти характеристики связаны соотношением tпр=tвх+tц,
поэтому достаточно проконтролировать tгр и одну из оставшихся
величин. Контроль времени tвх целесообразен, когда оно соизмеримо со
временем кодирования, поскольку значение tax
можно использовать в дальнейшем для определения соответствующей составляющей
результирующей погрешности в динамическом режиме. Если время преобразования не
зависит от значения входного сигнала, то целесообразно контролировать одно
значение tпр в точке, расположенной в верхней половине диапазона
измерений.
Контроль динамических
параметров ИМС АЦП существенно зависит от конкретной структуры
преобразователя, в частности от наличия синхронизирующих команд АЦП.
Для преобразователей,
использующих команду внешнего запуска и вырабатывающих сигнал окончания цикла
преобразования, значение tпр,
определяют измерением временного интервала между импульсами запуска и конца
цикла .преобразования. На рис. 9 приведена схема устройства измерения времени
преобразования таких АЦП. С помощью .программируемого сточника образцовых
напряжений ЦАПобр на входе
АЦПконтр формируется требуемое значение напряжения, соответствующее
коду Ni, который выдается формирователем
кодов ФК на устройство сравнения
кодов УСК и ЦАПобр. Затем
производят периодический запуск АЦП импульсами генератора, определяющими момент
начала преобразования. Импульсы, соответствующие моменту конца преобразования,
поступают на Вход 2 измерителя
временного интервала, на Вход 1
которого .поступают импульсы запуска АЦП. Полученный результат определяет
время преобразования tпp
контролируемого АЦП, а разность кодов ΔN, выдаваемая УСК в момент
окончания преобразования, характеризует динамическую погрешность
преобразования.
При визуальном методе
контроля с помощью осциллографа эту задачу решают следующим образом. Для АЦП с
последовательным кодом преобразования на экране осциллографа определяют
временной интервал между импульсом запуска и моментом появления импульса
выходного кодового сигнала контролируемого АЦП, соответствующего его младшему
разряду (рис. 10.35, а). При параллельной форме выдачи цифровой информации с
АЦП время преобразования наблюдается на экране осциллографа как расстояние (по
временной оси) между передними фронтами импульса запуска АЦП и импульса t-го
разряда, соответствующего допустимой динамической погрешности преобразования
(рис. 10.35, б).
Автоматическое измерение tпр подобных АЦП иллюстрируется
рис. 10. Отличие данной схемы от схемы рис. 9 состоит в том, что момент выдачи
выходной информации с АЦП в устройство сравнения кодов УСК относительно импульса запуска АЦП можно менять с помощью
программируемой линии задержки ЛЗ,
обеспечивающей запись выходного кода АЦП в запоминающий регистр ЗРг1 в конкретный момент
времени /,, отстоящий от импульса запуска АЦП на известное число п дискретных значений δt. Время задержки между импульсами
запуска и считывания выходного сигнала АЦП определяется соотношением tзд =nδt. Момент записи выходного кода АЦП в регистр ЗРг1 и передачи его кода в УСК последовательно приближается к моменту запуска АЦП до тех пор,
пока погрешность преобразования АЦП не превысит допустимое значение .
Для исключения влияния погрешности формирования входного сигнала АЦП и
его статической погрешности преобразования на определение динамической
погрешности АЦП устройством сравнения кодов сопоставляют текущее значение
выходного сигнала АЦП при с его выходным
сигналом Ni' для режима
преобразования, когда . Для этого при управляющем коде Ni на входе образцового
ЦАП результат преобразования АЦП Ni' в статическом режиме его работы
(при tзд>>tпр) записывается в запоминающий
регистр ЗРг2 и затем
сравнивается с текущим результатом преобразования АЦП Ni' при уменьшении tзд. В момент времени,
когда выходной сигнал AN устройства
сравнения кодов превысит допустимую погрешность преобразования, уменьшение
временной задержки tзд
устройством управления УУ прекращается
и производится регистрация ее значения tзд=tпр= =nδt=KNx, т. е. время
преобразования tпр пропорционально входному коду Nx программируемой линии задержки.
Для преобразователей, не
использующих команду внешнего запуска и не формирующих сигнал окончания цикла преобразования, время преобразования tпр
определяют путем измерения минимального временного интервала между моментами
подачи ступенчатого входного сигнала АЦП и выдачи сигнала преобразования,
находящегося в пределах допустимых значений. Единственное отличие схемы,
обеспечивающей контроль tпр таких АЦП, от предыдущей состоит в том,
что момент начала преобразования совпадает с моментом подачи через ключ К (показанный на рис. 10 пунктиром),
управляемый импульсом запуска генератора Г,
входного воздействия с ЦАП на контролируемый АЦП. Сложность реализации такой
схемы, особенно для контроля быстродействующих АЦП, заключается в высоких
требованиях к параметрам формируемого ключом входного воздействия АЦП, время
достижения которым номинального значения должно быть много меньше времени
преобразования контролируемого АЦП. Регистр ЗРг2, запоминающий результат преобразования АЦП в
статическом режиме, позволяет исключить статическую погрешность ключа (в том
числе его временную нестабильность) и тем самым значительно уменьшить
требования к параметрам входного сигнала АЦП.
Схема устройства измерения
времени преобразования tпр тактируемых
АЦП (рис. 11), в которых начало преобразования совпадает с моментом поступления
импульса запуска (синхронизирующего импульса), отличается от предыдущих схем
тем, что частота fг тактовых импульсов генератора Г возрастает до момента превышения
результатом преобразования контролируемого АЦП допустимого значения, после чего
с помощью устройства измерения частоты Ч
производят измерение частоты тактовых импульсов, определяющих время
преобразования: tnp=n/fr,
где п—число тактов уравновешивания за
один цикл измерения, зависящее от разрядности контролируемого АЦП.
В данной главе были
рассмотрены основные структуры ИМС АЦП, параметры и методы их контроля.
Проведенный анализ методов контроля позволяет сделать вывод, что наиболее
универсальным является метод, использующий образцовый ЦАП, на базе которого возможно
построение автоматизированного КИО для проверки как ЦАП, так и АЦП. Среди
контролируемых параметров наибольшую сложность с точки зрения обеспечения их
контроля представляют нелинейность характеристики преобразователей и их время
преобразования. В первом случае требуется образцовый преобразователь с высокой
разрешающей способностью и линейностью, во втором — широкополосный усилитель и
быстродействующий стробируемый дискриминатор
уровней с высокой чувствительностью по
амплитуде. Все это свидетельствует о том, что создание автоматизированного КИО
для ИМС АЦП является очень сложной научно-технической проблемой. Непрерывное
совершенствование параметров выпускаемых ИМС АЦП, повышение их разрешающей
способности, быстродействия требуют дальнейшего совершенствования существующих
и разработки новых методов и средств контроля. Появление преобразователей с
числом разрядов 16 и более вызывает необходимость создания КИО, которое по
точностным характеристикам приближается к эталонным средствам. Обеспечение достоверного
контроля подобных преобразователей становится возможным лишь в случае создания
КИО, в котором для получения результата измерения широко используется
вычислительная техника, позволяющая проводить статистическую обработку результатов
отсчета, вводить дополнительные коррекции и т. д. При этом желаемый результат
может быть достигнут, если КИО работает на специально оборудованном
метрологическом участке, исключающем воздействие на него различных внешних дестабилизирующих
факторов.
Список использованных источников
1. Измерения и контроль в
микроэлектронике: Учебное пособие по специальностям электронной техники/Дубовой
Н.Д., Осокин В.И., Очков А.С. и др.; Под ред. А.А.Сазонова.- М.:Высш.
Шк.,1984.-367с., ил.
[ПВ1]
|
|
|
